Цель работы – получение законченных аналитических выражений для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ). Основные результаты работы – вывод и представление в удобном для проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполюсными диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью. Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ приведены примеры расчета.

1 ВВЕДЕНИЕ

Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений.

Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ [1, 2] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ. Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов [2, 3] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [3].

2 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТОВ

В соответствии с [4, 5, 6], предлагаемые ниже соотношения для расчета усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора, приведенной на рисунке 2.1,а, и полученной на её основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 2.1,б.

Рисунок 2.1

Здесь С_ЗИ – емкость затвор-исход, С_ЗС – емкость затвор-сток, С_СИ – емкость сток-исток, R_ВЫХ – сопротивление сток-исток, S – крутизна ПТ, С_ВХ =.C_ЗИ +С_ЗС (1+SR_Э ), R_Э =R_ВЫХ R_Н /(R_ВЫХ +R_Н ), R_Н – сопротивление нагрузки каскада на ПТ, C_ВЫХ =С_СИ +С_ЗС .

3 РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ИСТОКОМ

3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД

Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада приведена на рисунке 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.1,б.

Рисунок 3.1

В соответствии с [6], коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением:

, (3.1)

где ; (3.2)

; (3.3)

; (3.4)

; (3.5)

; - текущая круговая частота.

При заданном уровне частотных искажений

(3.6)

верхняя частота f_В полосы пропускания каскада равна:

, (3.7)

где .

Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения, определяется входной емкостью:

. (3.8)

Пример 3.1. Рассчитать f_B , R_C , C_ВХ каскада, приведенного на рисунке 3.1, при использовании транзистора КП907Б (С_ЗИ =20 пФ; С_ЗС =5 пФ; С_СИ =12 пФ; R_ВЫХ =150 Ом; S=200 мА/В [7]) и условий: R_Н =50 Ом; Y_B =0,9; K₀ =4.

Решение. По известным K₀ и S из (3.2) найдем: R_Э =20 Ом. Зная R_ВЫХ , R_Н и R_Э , из (3.3) определим: R_С = 43 Ом. По (3.4) и (3.5) рассчитаем: С₀ =17 пФ; =. Подставляя известные и Y_В в (3.7), получим: f_B =227 МГц. По формуле (3.8) найдем: С_ВХ =45 пФ.

3.2 ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД

Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 3.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.2,б.

Рисунок 3.2

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением (3.1), в котором значения R_Э и С₀ рассчитываются по формулам:

; (3.9)

, (3.10)

где С_ВХ – входная емкость нагружающего каскада.

Значения f_B и С_ВХ каскада рассчитываются по соотношениям (3.7) и (3.8).

Пример 3.2. Рассчитать f_B , R_C , C_ВХ каскада, приведенного на рисунке 3.2, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора в примере 3.1) и условий: Y_B =0.9; K₀ =4; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.

Решение. По известным K₀ и S из (3.2) найдем: R_Э =20 Ом. Зная R_Э и R_ВЫХ , из (3.9) определим: R_C =23 Ом. По (3.10) и (3.4) рассчитаем С₀ =62 пФ; =. Подставляя известные и Y_B в (3.7), получим: f_B =62 МГц. По формуле (3.8) найдем: С_ВХ =45 пФ.

3.3 РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ

Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 3.3,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.3,б.

Рисунок 3.3

Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением [6]:

,

где ; (3.11)

; (3.12)

;

С_ВХ – входная емкость каскада на ПТ.

Значение f_B входной цепи рассчитывается по формуле (3.7).

Пример 3.3. Рассчитать K₀ и f_B входной цепи, приведенной на рисунке 3.3, при условиях : R_Г =50 Ом; R_З =1 МОм; Y_B =0,9; C_ВХ – из примера 3.1.

Решение. По (3.11) найдем: K₀ =1, по (3.12) определим: =. Подставляя и Y_B в (3.7), получим: f_B =34,3 МГц.

4 РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ

Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рисунке 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 4.1,б.

Рисунок 4.1

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]:

,

где K₀ =SR_Э ; (4.1)

;

;

;

;

;

.

Значение , соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-частотной характеристике (АЧХ) [6], рассчитывается по формуле:

. (4.2)

При заданном значении Y_B верхняя частота полосы пропускания каскада равна:

. (4.3)

Входная емкость каскада определяется соотношением (3.8).

При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако R_Э , R₀ и С₀ принимаются равными:

, (4.4)

где С_ВХ – входная емкость оконечного каскада.

Пример 4.1. Рассчитать f_B , L_C , R_C , C_ВХ каскада, приведенного на рисунке 4.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: Y_B =0,9; K₀ =4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.

Решение. По известным K₀ и S из (4.1) найдем: R_Э =20 Ом. Далее по (4.4) получим: R_C =23 Ом; R₀ = 150 Ом; C₀ =62 пФ; =. Подставляя C₀ , R_C , R₀ в (4.2), определим: L_{C опт} =16,3 нГн. Теперь по формуле (4.3) рассчитаем: f_B =126 МГц. Из (3.8) найдем: C_ВХ =45 пФ.

5 РАСЧЕТ КАСКАДА С ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ

Принципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на рисунке 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 5.1,б.

Рисунок 5.1

Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]:

,

где K₀ =SR_Э /F; (5.1)

; (5.2)

;

;

;

.

Значение С_1опт , соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:

. (5.3)

При заданном значении Y_B верхняя частота полосы пропускания каскада равна:

. (5.4)

Входная емкость каскада определяется соотношением:

. (5.5)

При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако R_Э и С₀ принимаются равными:

, (5.6)

где С_ВХ – входная емкость оконечного каскада.

Пример 5.1. Рассчитать f_B , R₁ , С₁ , С_ВХ каскада, приведенного на рисунке 5.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: Y_B =0,9; K₀ =4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагрузочного каскада - из примера 3.1.

Решение . По известным K₀ , S, R_Э из (5.1), (5.2) найдем: F=7,5 ; R₁ =32,5 Ом. Далее получим: С₀ =62 пФ; =. Из (5.3) определим С_1опт =288 пФ. Теперь по формуле (5.4) рассчитаем: f_B =64,3 МГц. Из (5.5) найдем: С_ВХ =23,3 пФ.

6 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ

Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных цепей усилителей на ПТ в [8] предложено использовать схему, приведенную на рисунке 6.1.

Рисунок 6.1

Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно описать выражением:

,

где ; (6.1)

;

;

;

;

С_ВХ – входная емкость каскада на ПТ.

Значение L_3опт , соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:

. (6.2)

При заданном значении Y_B и расчете L_Зопт по (6.2) верхняя частота полосы пропускания входной цепи равна:

. (6.3)

Пример 6.1. Рассчитать f_B , R_З , L_З входной цепи, приведенной на рисунке 6.1, при условиях: Y_B =0,9; R_Г =50 Ом; С_ВХ – из примера 3.1; допустимое уменьшение К₀ за счет введения корректирующей цепи – 2 раза.

Решение . Из условия допустимого уменьшения К₀ и соотношения (6.1) найдем: R_З =50 Ом. Подставляя известные С_ВХ , R_Г и R_З в (6.2), получим: L_Зопт =37,5 нГн. Далее определим: =; =. Подставляя найденные величины в (6.3), рассчитаем: f_B =130 МГц.

7 РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ

В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [9], что для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена на рисунке 7.1.

Рисунок 7.1

При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента отражения ощущаемого сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора равен [9]:

. (7.1)

Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения, обусловленное наличием C_ВЫХ , составляет величину:

, (7.2)

где – максимальное значение выходной мощности на частоте при условии равенства нулю С_ВЫХ ; – максимальное значение выходной мощности на частоте при наличии С_ВЫХ .

Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ при одновременном расчете элементов L₁ , C₁ по методике Фано [9] позволяет обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным C_ВЫХ и f_B , значение максимальной величины модуля коэффициента отражения в полосе частот от нуля до f_B .

В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов L₁ , C₁ , C_ВЫХ , рассчитанные по методике Фано, а также коэффициент , определяющий величину ощущаемого сопротивления нагрузки R_ОЩ , относительно которого вычисляется [9].

Таблица 7.1

Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:

(7.3)

Расчет частотных искажений, вносимых выходной цепью оконечного каскада, приведен в разделе 3.1. При использовании выходной КЦ частотные искажения, вносимые выходной цепью, определяются соотношением:

. (7.4)

Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением (3.2).

Пример 7.1. Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на транзисторе КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) при R_Н =50 Ом, f_B =200 МГц. Определить R_ОЩ , уменьшение выходной мощности на частоте f_B и уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью при использовании КЦ и без нее.

Решение. Найдем нормированное значение С_ВЫХ : = == 1,07. Ближайшее значение коэффициента в таблице 7.1 равно 1,056. Этому значению соответствуют: =1,5; =0,882; =0,215; =1,382. После денормирования по формулам (7.3) имеем: =35,1 нГн; =24 пФ; R_ОЩ =36,2 Ом. Используя соотношения (7.1), (7.2), найдем, что при отсутствии выходной КЦ уменьшение выходной мощности на частоте f_B , обусловленное наличием С_ВЫХ , составляет 2,14 раза, а при ее использовании - 1,097 раза. При отсутствии выходной КЦ уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью, определяется соотношением (3.7). Для условий примера 7.1 =. Подставляя в (3.7) известные и f_B , получим: Y_B ==0,795. При наличии выходной КЦ из (7.4) найдем: Y_B = 0,977.

8 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ВТОРОГО ПОРЯДКА

Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка приведена на рисунке 8.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 8.1,б. [10].

Рисунок 8.1

Коэффициент усиления каскада на транзисторе T₁ в области верхних частот можно описать выражением [11, 12]:

, (8.1)

где K₀ =SR_Э ; (8.2)

;

;

;

;

– сопротивление сток-исток транзистора T₁ ; ; ; ; ; – нормированные относительно и значения элементов , , , , ; =; ; – нормированная частота; – текущая круговая частота; – высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя; – входная емкость транзистора Т₂ ; – выходная емкость транзистора T₁ .

В таблице 8.1 приведены нормированные значения элементов , , , вычисленные для ряда нормированных значений , при двух значениях допустимой неравномерности АЧХ .

Таблица 8.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение системы компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14].

Таблица 8.1

При известных значениях , , , , расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление . Нормирование значения по формуле: . Нахождение по таблице 8.1 ближайшего к вычисленному табличного значения . Определение по таблице 8.1 соответствующих значений , , и их денормирование по формулам: ; ; . Вычисление значения : .

При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной принимается равной нулю, принимается равным , а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле (3.11).

В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения , , , следует подставить в (8.1) и найти модуль . Реальная частотная характеристика может быть найдена после денормирования коэффициентов , , по формулам: ; ; .

Пример 8.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилительного каскада, приведенного на рисунке 8.1, его и при использовании транзисторов КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: f_B =100 МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ - дБ, =1 кОм.

Решение. По известным , и найдем: = ==3,67. Из таблицы 8.1 для неравномерности АЧХ дБ и для ближайшего табличного значения нормированной величины , равного 3,5, имеем: =2,025, =0,785, =0,577. Денормируя , и , получим: =24,8 пФ; L₂ =162 нГн; R₃ =75 Ом. Теперь по (8.2) рассчитаем: K₀ =9,5. Вычитая из величину , определим: С₁ = =7,8 пФ. Из (3.8) найдем: С_ВХ =72,5 пФ.

10 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА

Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка [15] приведена на рисунке 9.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 9.1,б.

Рисунок 9.1

Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов, конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго порядка.

Коэффициент усиления каскада на транзисторе T₁ в области верхних частот можно описать выражением [14]:

, (9.1)

где ; (9.2)

;

;

;

;

;

;

R_ВЫХ1 – сопротивление сток-исток транзистора T₁ ; С_ВХ2 – входная емкость транзистора T₂ ; , , , , – нормированные относительно и значения элементов L₁ , R₂ , C₃ , C₄ , L₅ , соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой значение C_ВЫХ1 равно нулю, а значение С_ВХ2 равно бесконечности; С_ВЫХ1 – выходная емкость транзистора T₁ ; ; – нормированная частота; – текущая круговая частота; – высшая круговая частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя.

В таблице 9.1 приведены нормированные значения элементов L₁ , R₂ , C₃ , C₄ , L₅ , вычисленные для случая реализации усилительного каскада с различным наклоном АЧХ, лежащим в пределах дБ, при допустимом значении равном дБ и дБ, и при условии равенства нулю значения С_ВЫХ1 и бесконечности - значения С_ВХ2 .

Таблица 9.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14].

Таблица 9.1

Для расчета нормированных значений элементов L₁ , R₂ , C₃ , C₄ , L₅ , обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений С_ВЫХ1 и С_ВХ2 , следует воспользоваться формулами пересчета [14]:

(9.3)

где С_ВЫХ1Н , С_ВХ2Н – нормированные относительно R_ВЫХ1 и значния С_ВЫХ1 и С_ВХ2 .

При известных значениях , R_ВЫХ1 , С_ВЫХ1 , С_ВХ2 , расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление нормированных значений С_ВЫХ1 и С_ВХ2 по формуле: С_Н =. Определение табличных значений элементов , , , , по заданному наклону и требуемой неравномерности АЧХ. Расчет L₁ , R₂ , C₃ , C₄ , L₅ по формулам пересчета (9.3) и их денормирование.

При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной С_ВЫХ1 принимается равной нулю, R_ВЫХ1 принимается равным R_Г , а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле:

. (9.4)

В случае необходимости построения нормированной частотной характеристики проектируемого усилительного каскада значения , , , , следует подставить в (9.1) и найти модуль K_U . Реальная частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования коэффициентов , , , , по формулам: ; ; ; ; .

Пример 9.1. Рассчитать межкаскадную КЦ усилителя, приведенного на рисунке 9.1, его K₀ и С_ВХ при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: f_B =100 МГц; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ - дБ; наклон АЧХ - 0 дБ.

Решение . Из таблицы 9.1 для неравномерности АЧХ + 0,5 дБ и наклона АЧХ, равного 0 дБ, имеем: =2,22; =1,11; =5,23; =3,69; =0,291. Нормированные значения С_ВЫХ1 и С_ВХ2 равны: С_ВЫХ1Н = ==1,6; С_ВХ2Н ==4,24. Подставляя найденные величины в (9.3), получим: L_{1 H} =2,22; R_2Н =1,11; С_3Н =14,6; С_4Н =0,587; L_5Н =0,786. Денормируя полученные значения, определим: L₁ ==530 нГн; R₂ ==167 Ом; С₃ ==154 пФ; С₄ =6,2 пФ; L₅ =187 нГн. Теперь по (9.2) рассчитаем: K₀ =11,86. Из (3.8) найдем: С_ВХ =84,3 пФ.

ЛИТЕРАТУРА

1. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. – М.: Солон, 1996.

2. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. – М.: КУБК-а, 1997.

3. Полевые транзисторы: Справочник. – Faber. STM. Publications, 1997.

4. Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и связь, 1987.

5. Никифоров В.В., Кулиш Т.Т., Шевнин И.В. К проектированию широкополосных усилителей мощности КВ- УКВ- диапазона на мощных МДП-транзисторах // В сб.: Полупроводниковые приборы в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. -1993.- Вып. 23.

6. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства: Учебное пособие для вузов. – М.: Связь, 1977.

7. Никифоров В.В., Максимчук А.А. Определение элементов эквивалентной схемы мощных МДП-транзисторов // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь.- 1985.- Вып. 25.

8. Никифоров В.В., Терентьев С.Ю. Синтез цепей коррекции широкополосных усилителей мощности с применением методов нелинейного программирования // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1986. - Вып. 26.

9. Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А. / Под ред. О.В. Алексеева. – М.: Связь, 1978.

10. Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д. Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную нагрузку // ПТЭ. - 1996. - №2. - С.68-69.

11. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио, 1980.

12. Бабак Л.И., Дьячко А.Н., Дергунов С.А. Расчет цепей коррекции мощных сверхширокополосных транзисторных СВЧ-усилителей // Полупроводниковая электроника в технике связи /Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1988. - Вып. 27.

13. Бабак Л.И., Шевцов А.Н., Юсупов Р.Р. Пакет программ автоматизированного расчета транзисторных широкополосных и импульсных УВЧ- и СВЧ-усилителей // Электронная техника. Сер. СВЧ-техника. - 1993. - №3. - С.60-63.

14. Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя мощности // Радиотехника. - 1989. - №2. - С.88-90.

15. Жаворонков В.И., Изгагин Л.Н., Шварц Н.З. Транзисторный усилитель СВЧ с полосой пропускания МГц // Приборы и техника эксперимента. – 1972. - №3. - С.134-135.