РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ МАСКИРОВКА

Контрольная работа

РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ МАСКИРОВКА

Содержание

1. Методы радиоэлектронной маскировки

1.1. Общие положения

1.2. Пассивные помехи

1.3 Ложные цели и ловушки

1.4. Снижение заметности объектов

1.5. Маскировка объектов

2. Радиолокационные характеристики объектов

2.1. Рассеянное поле

2.2. Теневое рассеянное поле

2.3 «Черное» тело

2.4. Эффективная площадь рассеяния

2.5. Интегральный поперечник рассеяния

2.6. Интегральный поперечник поглощения

3.ЭПР тел простой формы

3.1. ЭПР металлической сферы (шара)

3.2. ЭПР плоских тел

3.3 ЭПР металлического диска

3.4. ЭПР прямоугольной пластины

3.5. ЭПР конуса

4. Искусственные радиолокационные отражатели

4.1. Общие понятия

4.2. Двугранный уголковый отражатель

4.3 Трехгранный уголковый отражатель

4.4. Линзовые отражатели

4.5. Отражатели-антенны

4.6. Усилители - ретрансляторы

5. Особенности радиоэлектронного подавления некогерентных импульсных РЛС обнаружения целей пассивными помехами

5.1. Общие положения

5.2. Дипольные отражатели

5. 3Эффективная площадь рассеяния полуволнового диполя

5.4. Общее выражение ЭПР импульсного объема

5.5. Методы расчета ЭПР импульсного объема

6 Особенности радиоэлектронного подавления когерентных импульсных РЛС обнаружения целей пассивными радиопомехами

7. Особенности радиоэлектронного подавления РЛС автоматического сопровождения целей пассивными радиопомехами

8. Маскировка объектов с помощью ложных целей и ловушек

8.1. Ложные цели

8.2. Радиолокационные ловушки

9. Противорадиолокационная маскировка

9.1. Методы противорадиолокационной маскировки объектов

9.2. Снижение ЭПР путем выбора формы отражающего объекта

9.3 Противорадиолокационные покрытия

9.4. Интерференционные покрытия

9.5. Поглощающие (градиентные) покрытия

9.6. Неотражающие структуры

9.7. Покрытия на эффекте полного прохождения волны во вторую среду

9.8. Малозаметный самолет типа "Стелс"

Литература

1. Методы радиоэлектронной маскировки

1.1. Общие положения

Радиоэлектронная маскировка - это комплекс технических и организационных мероприятий, направленных на снижение эффективности средств радио-, радиотехнической и радиолокационной разведок противника [20]. Она применяется для снижения заметности объектов средствами радиоэлектронных разведок различных классов и назначений [19].

Можно выделить три основных источника электромагнитного излучения (ЭМИ), наличие которых позволяет приемникам средств разведки обнаружить и выделить на фоне помех сигналы, создаваемые разведываемыми объектами в разных частотных диапазонах:

1. Электромагнитные поля радиоэлектронных систем и средств (РЭС), расположенных на объекте. Их излучение подразделяется на основное, попадающее в рабочую полосу частот и в главный лепесток диаграммы направленности передающей антенны (ДН), и побочное - излучение на частотах вне спектра передаваемого сигнала и в боковых лепестках ДН. Кроме основного и побочного излучения радиопередающих устройств через передающие антенны, происходит и несанкционированное излучение РЭС. Несанкционированное излучение возникает в процессе работы радиоприемных устройств (прежде всего, через излучение гетеродинов), вычислительных систем, информационных систем типа кабельных линий связи и передачи данных [19].

2. Электромагнитное излучение объектов, возникающее за счет рассеяния энергии падающих радиоволн, создаваемых внешним по отношению к самому объекту излучателем (радиолокационной станцией, например).

 Электромагнитное излучение, возникающее в результате взаимодействия движущегося объекта с внешней средой. Так образуется свечение (излучение в видимой части спектра электромагнитных волн) плазмы в зоне ударной волны уплотнения, которую создает перед собой летательный аппарат в атмосфере. Нагревание поверхности летательного аппарата, из-за трения о воздух, сопровождается низкочастотным излучением ИК-диапазона и радиодиапазона. Эти излучения позволяют обнаруживать объекты средствами инфракрасной и радиотепловой разведки. Трение корпуса о воздух и трение газов, выбрасываемых в процессе сгорания топлива из реактивных двигателей, приводит к электризации корпуса летательного аппарата (ЛА).

Приведенные демаскирующие факторы и определяют основные направления и средства радиоэлектронной маскировки объектов.

Поскольку прием радиосигналов всегда производится на фоне помех той или иной интенсивности, в условиях изменения параметров среды распространения и действия других непредсказуемых факторов, то в качестве характеристики заметности объектов используют вероятность обнаружения сигнала системами разведки. Это условная вероятность правильного решения о наличии сигнала на входе приемника при условии, что этот сигнал действительно присутствует.

1.2. Пассивные помехи

В этой связи одним из основных маскирующих средств является постановка маскирующих и имитирующих помех, создающих ложную информацию системам целераспределения, наведения и самонаведения. Это, как правило, пассивные помехи, нетребующие применения передатчиков помех.

Пассивные помехи [20]  это сигналы, поступающие на вход РЭС противника в виде электромагнитных полей, рассеянных естественными или искусственными отражателями. Любое тело с электрическими параметрами, отличными от параметров окружающей среды, является отражателями электромагнитных волн. Все облучаемые РЛС объекты, кроме цели, являются источником рассеянных электромагнитных полей, создающих пассивные помехи. Интенсивность рассеяния волн зависит от размеров, конфигурации объекта и электрических свойств материала, из которого он изготовлен. Различают естественные и искусственные помехи. Естественные помехи создаются электромагнитными полями, рассеянными земной поверхностью (для низколетящих воздушных целей, наземных и надводных целей), неоднородностями атмосферы (например, метеоосадками), различного рода строениями и другими непреднамеренными образованиями. Искусственные помехи возникают за счет полей рассеяния преднамеренно созданными различного рода отражателями: дипольными, уголковыми, линзовыми, а также искусственными ионизированными и аэрозольными образованиями.

Пассивные помехи могут создаваться только тем РЭС, которые обнаруживают цели по рассеянным ими электромагнитным волнам [19].

Создаваемые пассивные помехи (ЭМП, рассеянные искусственными объектами и отражающими средами) могут практически не отличаться от электромагнитных полей, рассеянных реальными целями (ракетами, танками, самолетами, кораблями). Рассеянные множеством отражателей, они могут вызывать засветку различных частей экранов приемника разведывательных РЭС и маскировать на их фоне реальные цели. Ложные отметки существенно затрудняют наблюдение и распознавание реальных целей и нарушают работу автоматических систем передачи данных и управления. При большом количестве и близком расположении ложных целей их изображения сливаются, образуя на экране индикатора светящееся пятно, которое маскируют данные об истинных целях.

Наиболее распространенным средством создания пассивных помех ещё со времен Второй мировой войны являются дипольные отражатели (ДО).

Пассивные помехи образуют маскирующий фон и в этом смысле они аналогичны шумовым помехам.

1.3 Ложные цели и ловушки

К эффективным средствам РЭБ относятся и так называемые ложные

цели и ловушки [20], предназначенные для имитации реальных защищаемых объектов.

Они, как правило, выпускаются при преодолении ПВО противника с летательных аппаратов или с земли. При этом достигаются следующие результаты:

• дезориентация операторов РЛС и перегрузка вычислительных устройств контура (системы обработки информации);
• увеличение времени на опознавание образа цели (определение истинных целей);
• отвлечение ударных средств ПВО (истребителей, ракет) на поражение ложных целей.

Ложная цель [19] представляет собой устройство, имитирующее рассеивающие свойства реальных объектов, подлежащих противорадиолокационной маскировке. Они создают на экране приемника радиоразведки (например, РЛС) такие же отметки, что и реальная цель, и служат для их маскировки, противодействуя РЭС обнаружения и целеуказания. В качестве ложных целей используют, как правило, радиолокационные отражатели, обладающие повышенными рассеивающими (электромагнитные волны) свойствами (уголковые и линзовые отражатели, как одиночные, так и в составе групп, например, решетки Ван-Атта).

Ложные цели, предназначенные для срыва автосопровождения цели и головки самонаведения ракет [20], называются ловушками. Ложные цели и радиолокационные ловушки могут функционировать, как за счет пассивных отражателей, так и активных ретрансляторов. Кроме того, на них зачастую устанавливаются и передатчики помех, в этом случае создаваемые ими помехи будут уже активными. Эффективность ложных целей может быть оценена снижением вероятности поражения прикрываемых самолетов.

1.4.  Снижение заметности объектов

Важнейшим направлением маскировки считается снижение заметности объектов, то есть уменьшение вторичного (отраженного, рассеянного) излучения радиолокационных целей, которое не связано с работой собственных РЭС маскируемых объектов, а возникает за счет взаимодействия объектов с полями радиолокационных станций противника. Методы снижения отраженного сигнала иначе называются методами уменьшения эффективной поверхностью рассеяния (ЭПР). Уменьшения ЭПР осуществляют в настоящее время двумя основными способами, применяемыми как порознь, так и совместно (как правило, в авиации): во-первых – за счет выбора малоотражающей формы радиолокационной цели, во-вторых  применением специальных поглощающих электромагнитные волны противорадиолокационных покрытий.

1.5. Маскировка объектов

Для маскировки объектов могут также применяться целенаправленные воздействия на среду распространения электромагнитных волн, в результате которого одна часть энергии электромагнитного поля может преобразовываться в кинетическую энергию движущихся заряженных частиц, а другая часть  рассеиваться элементами модифицированной среды распространения сигнала по направлениям, отличным от направлений на РЭС разведки.

Из всего многообразия средств радиопротиводействия (РПД) можно выделить следующие виды пассивных (не требующие применения передатчиков) помех:

• пассивные помехи;
• ложные цели и ловушки;
• противорадиолокационная маскировка;
• средства, изменяющие электрические свойства среды.

В конечном итоге эффективность описанных пассивных средств радиомаскировки оценивается их характеристиками рассеяния.

2. Радиолокационные характеристики объектов

2.1. Рассеянное поле

Рассеяние электромагнитных волн различными телами (рис. 1) [31] обусловлено возникновением в них под действием внешнего поля (,) индуцированных свободных (на проводниках) и связанных (в диэлектриках) электрических зарядов, которые в нестационарном случае (в случае переменных во времени процессов) приводят к появлению переменных токов, и как следствие, рассеянного электромагнитного поля (,). При проведении измерений ЭМП фиксируют полное поле:

; . (1)

Рассеянное поле (,) можно определить либо расчетным путем, либо экспериментально. Экспериментальное определение рассеянного поля возможно следующим образом:

1. облучением тела короткими радио (или видео) импульсами с последующей селекцией отраженного сигнала по времени его прихода к приемной антенне;
2. использованием направленных антенн в приемной и передающей частях измерительного стенда, обеспечивающих необходимый для требуемой точности измерений уровень развязки;
3. использование эффекта Доплера при измерениях (измерение рассеянного поля от движущегося объекта);
4. использование при измерении методов компенсации первичного поля (падающей волны). В этом случае вначале проводят измерения падающего поля (полного поля в отсутствии объекта – фона), а затем из полного поля, измеренного в присутствии объекта, вычитают ранее измеренное падающее поле

; .

Каждый из указанных методов позволяет произвести измерения рассеянного поля с той или иной степенью точности. Точность измерений обусловлена в большой степени совершенством используемой аппаратуры.

2.2. Теневое рассеянное поле

В радиолокации в рассеянном поле принято выделять так называемую теневую составляющую (тенеобразующее рассеянное поле) [31]. Это поле характерно для тел больших электрических размеров (характерный размер которых значительно превышает длину волны падающего поля). В этом случае за телом (в направлении противоположном направлению падения волны) возникает тень той или иной интенсивности  чем больше поперечный размер тела, тем с большей точностью в этом направлении можно положить

,

то есть можно считать, что в зоне тела существует теневое рассеянное поле равное, но противоположное по фазе падающей волне

. (2)

Таким образом, рассеянное поле (,) можно представить в виде суперпозиции двух полей: теневого (,) рассеянного поля (2) и собственного рассеянного поля (,)

; . (3)

Для больших по сравнению с тел собственное рассеянное поле ,, как правило, является определяющим в передней полусфере и практически отсутствует вблизи направления b=, в то время как теневое поле Ert, наоборот, концентрируется в задней полусфере вблизи направления b= и практически отсутствует в передней полусфере. Иными словами, рассеянные и теневые поля больших тел чаще всего разнесены в пространстве. Если же размеры рассеивающего тела сравнимы с длиной волны или меньше её, то указанные поля уже так явно не разделены в пространстве, а интерферируют друг с другом.

2.3 «Черное» тело

Реальные рассеивающие тела (особенно СТЕЛСобъекты) не только рассеивают электромагнитные поля, но и поглощают. Под стелс-технологиями теперь подразумевают [33] комплекс технических решений, в результате которых уменьшается уровень сигналов, поступающих от военного объекта на приемные системы, пытающиеся объект обнаружить и уничтожить. Эти сигналы переносятся акустическими и электромагнитными волнами в широком спектре частот. Задача стелс-технологии заключается в максимально возможном уменьшении радиолокационной заметности объекта. Стелс-технология включает в себя следующие основные направления: теорию дифракции на сложных телах, разработку и исследование радиопоглощающих материалов, технологию нанесения покрытий и, наконец, радиофизический эксперимент, используемый для контроля в каждом из перечисленных направлений.

Очевидно, что чем сильнее поглощает электромагнитную энергию тело, тем меньше оно рассеивает. Для оценки потенциально достижимых уровней поглощения и рассеяния волн в радиолокационных отражателях и объектах вводят понятие абсолютно черного тела. Современные радиопоглощающие материалы по своим свойствам весьма близки к идеально поглощающим, по крайней мере, в ограниченной полосе частот и секторе углов [34]. Для описания свойств отражателей, как правило, используются параметры установившегося режима или параметры в частотной области [31].

Согласно определению [35], «черным» телом называют объект, который полностью поглощает энергию падающего на него поля. В настоящее время существует несколько моделей «черного» тела. Это модели: Кирхгофа, Коттлера, Макдональда, Зоммерфельда и др. Все эти модели, математические и физические, объединяет общее требование отсутствия отражения от поверхности черного тела [34]. Поэтому скажем несколько слов только о математической модели Кирхгофа.

Кирхгоф сделал предположение, что на освещенной части поверхности черного тела полное поле (наведенное – падающее плюс рассеянное) равно падающему, что эквивалентно отсутствию отражений от него, а на теневой части  оно (полное поле) равно нулю (что соответствует непрозрачному для ЭМВ телу).

Отсутствие полного поля на теневой части поверхности черного тела заставляет признать, что за таким абсолютно черным телом больших по сравнению с длиной волны размеров существует теневое рассеянное поле (2). Собственное рассеянное поле , черного тела в соответствии с моделью Кирхгофа должно отсутствовать.

То есть для абсолютно черного тела справедливы равенства

; . (4)

Тогда в соответствии с формулой (3) под собственным рассеянным полем , любого тела следует понимать поле, возникающее вокруг рассеивающего тела дополнительно к теневому полю , вокруг соответствующего (с аналогичной рассматриваемому телу геометрией) абсолютно черного тела.

Следует отметить, что в соответствии с теоремой о теневом контуре [36], если рассеивающее тело велико по сравнению с длиной волны, то поле, рассеянное черным телом, в приближении физической оптики не зависит от формы поверхности тела и полностью определяется его теневым контуром, т. е. границей освещенной части поверхности. Таким образом, например, черный шар, черный диск при нормальном падении волны и черный конус при падении волны вдоль его оси при одинаковых радиусах создают одинаковое теневое поле. Более того, все непрозрачные тела независимо от формы и граничных условий на их поверхности (при любом коэффициенте отражения волны от освещенной части поверхности) при одинаковом теневом контуре имеют одинаковое теневое поле рассеяния.

2.4. Эффективная площадь рассеяния

Для оценки радиолокационной заметности объектов вводят понятие эффективной площади рассеяния, называемой также эффективной поверхностью рассеяния (ЭПР), эффективным поперечником или поперечным сечением рассеяния [31]. В зарубежной литературе часто встречается аббревиатура ЭПО  эффективная поверхность отражения [32]. Различают дифференциальную и интегральную ЭПР. На практике для оценки характеристик радиолокационных отражателей используют дифференциальную ЭПР. ЭПР характеризует способность рассеивающего тела преобразовывать падающую на него электромагнитную волну в рассеянную волну, распространяющуюся в направлении на приемник.

ЭПР определяют как площадь поперечного сечения изотропного отражателя, мысленно установленного на месте реального объекта, и создающего в точке приема такую же плотность потока мощности рассеянной электромагнитной волны, что и реальная цель [16], [31].

Найдем ЭПР () объекта при полном поляризационном приеме [31]. Рассмотрим задачу в следующей постановке. Пусть А – произвольное рассеивающее тело расположено на достаточно большом расстоянии от передающей (С) и приемной (В) антенн РЛС (см. рис. 1). Передатчик С у поверхности объекта А создает напряженность падающего поля Ei и соответствующую ей плотность потока падающей мощности Пi.

Рис. 1. К определению ЭПР

Приемник В и передатчик С в общем случае разнесены на угол . В близости от приемника В объект А создает напряженность рассеянного поля Er (Пr, –соответствующая ей плотность потока рассеянной мощности). Интенсивность рассеянного объектом поля (Er и Пr) зависит от формы тела А и его ориентации по отношению к В и С, а также от угла .

Мысленно заменим объект А идеальным изотропным отражателем, рассеивающим энергию ЭМП во все стороны равномерно. Поскольку расстояние R0 достаточно большое, то рассеянную волну можно было считать сферической. Мощность рассеяния такого изотропного тела в этом случае (по определению ЭПР изотропный отражатель и реальный объект создают в точке приема одинаковый вектор Пойнтинга  Пr) будет иметь вид

Pr =4 R02Пr. (5)

В то же время изотропный отражатель имеет площадь поперечного сечения , перпендикулярную направлению падения волны, следовательно, перехваченное изотропным телом из падающего поля мощность равна

Pr = Пi.

Таким образом, величина , называемая эффективной поверхностью рассеяния тела А, будет определяться следующим выражением:

. (6)

Учитывая соотношения и , формулу для расчета можно записать в виде

. (7)

ЭПР при разнесении передатчика и приемника в пространстве на угол (см. рис. 1) называют двухпозиционной или бистатической при полном поляризационном приеме, а угол  двухпозиционным или бистатическим углом (смысл термина «полный поляризационный прием» означает совпадение поляризаций падающей, отраженной и принятой волн, то есть предполагается, что Ei и Er поляризованы одинаково и приемник регистрирует полное поле Er). При = 0 ЭПР называют ЭПР обратного рассеяния, однопозиционной, моностатической или, иногда, радиолокационной ЭПР. Под термином ЭПР чаще всего понимают моностатическую ЭПР.

Строго говоря, на практике полного поляризационного приема не бывает. Во-первых, поляризация рассеянного поля (на рис. 1 поляризация r), как правило, отличается от поляризации падающего поля (поляризация i) вследствие деполяризации при рассеянии [31]. Во-вторых, поляризация приемной волны обычно не совпадает с поляризацией рассеянного поля, и, следовательно, в приемник попадает лишь на часть рассеянного поля, поляризованного в соответствии с поляризацией приемной антенны. Таким образом, приемник выделяет из рассеянного поля некоторую составляющую Es с поляризацией s; другая составляющая Eq с поляризацией q, ортогональной s, не попадает в приемник. Если поляризации излучаемого поля i и принимаемого поля s совпадают, то говорят о согласованном приеме или приеме на параллельной поляризации. Это наиболее часто встречающийся случай РЛС с простейшим одноканальным антенно-волноводным трактом. Если же поляризации i и s ортогональны (is), то говорят об ортогональном приеме, перекрестном приеме или приеме на ортогональной поляризации (кроссполяризации) [31].

В соответствии с рис. 1 выражение ЭПР объекта А при излучении поля с поляризацией i и приеме поля с поляризацией s запишется в виде

. (8)

Для вычисления ЭПР по этой формуле необходимо уточнить понятия параллельной и ортогональной поляризаций i и s [31].

Аналогичным образом вводятся понятия теневой или эффективной поверхностью затенения и ЭПР при полном поляризационном приеме. Для этого пользуются понятием черного тела.

Так как теневое поле концентрируется вблизи направления b, а собственное рассеянное  во всех остальных направлениях, то вблизи так называемого направления рассеяния вперед (b) ЭПР можно назвать эффективной поверхностью затенения и определить как:

, (9)

где – теневое рассеянное поле позади абсолютно черного тела, обладающего таким же теневым контуром, как и заданное рассеивающее тело. Это площадь поверхности идеального «изотропного» абсолютно черного тела, создающего во всех направлениях одинаковое теневое поле, равное теневому полю реального тела в рассматриваемом направлении. Особенность теневого рассеянного поля Ert в том, что в приближении физической оптики его поляризация всегда совпадает с поляризацией падающего поля Ei. Поэтому эффективная поверхность затенения, в отличие от ЭПР, не зависит от поляризации. Большое по сравнению с длиной волны тело в некотором телесном угле вблизи в окрестности направления b= затеняет поток падающей энергии. Эффективная поверхность затенения является мерой этого явления. Затенение отсутствует, когда t=0, и оно максимально, когда t.

Поскольку в соотношении (3) теневое поле не зависит от поляризации падающей волны, то на основании этого можно записать выражение, определяющее понятие ЭПР при полном поляризационном приеме:

. (10)

Таким образом, величина r представляет собой ЭПР без учета теневого рассеянного поля.

2.5. Интегральный поперечник рассеяния

Интегральным поперечником рассеяния тела А (см.рис. 1) называют [31] отношение полной мощности электромагнитного поля, рассеянного этим телом, к плотности потока мощности падающей волны

, (11)

где полная мощность, рассеянная телом, определяется соотношением

, (12)

 сферическая поверхность большого радиуса вокруг рассматриваемого тела.

Учитывая, что определяется в окрестности тела А (см.рис. 1) и не зависит от переменных интегрирования в (12), внесем его под знак интеграла, тогда для интегрального поперечника рассеяния получим

, (13)

где  полный телесный угол; .

Сопоставляя (13) с (6), получим

, (14)

где  дифференциальная ЭПР тела.

Таким образом, в соответствии с (14) интегральный поперечник рассеяния является средним значением дифференциальной ЭПР по полному телесному углу .

2.6. Интегральный поперечник поглощения

В соответствии с (3) для имеет

. (15)

Для тел больших электрических размеров можно считать, что теневое и собственное рассеянные поля разнесены в пространстве и справедливы приближенные равенства . В результате можно считать

. (16)

Тогда полная мощность рассеяния будет представлять собой сумму мощностей собственного рассеянного поля и теневого ().

В результате можно ввести понятия:

интегрального поперечника рассеяния без затенения

(17)

и

интегрального поперечника затенения

. (18)

Если рассматриваемое тело (объект) обладает поглощением, то вводят понятие интегрального поперечника поглощения [31]

, (19)

где  мощность ЭМП, поглощенная телом, которая в соответствии с соотношениями (4) может быть представлена в виде ;  теневая мощность, представляющая собой полную мощность, поглощенную абсолютно черным телом;  полная рассеянная мощность без учета тени. То есть равно разности между мощностью, которую тело может максимально поглотить (как абсолютно черное тело), и рассеянной телом мощностью.

В результате

.

В соответствии с (13) интегральный поперечник рассеяния равен

. (20)

По аналогии вводят понятие полного интегрального поперечника, характеризующего как рассеивающую, так и поглощающую способность рассматриваемого тела

. (21)

Для тел больших электрических размеров с большой долей уверенности можно записать

,

где  геометрическое поперечное сечение тела.

И тогда для больших тел, обладающих потерями, имеем

; ; . (22)

Если тело является идеально проводящим, то интегральный поперечник является максимальным, равным полному интегральному поперечнику

; . (23)

У абсолютно черного тела и интегральный поперечник является минимальным

; . (24)

Таким образом, используя различного рода маскировочные материалы, интегральный поперечник рассеяния можно уменьшить максимум только в два раза до минимального значения, равного его геометрическому поперечному сечению .

В отличие от интегрального поперечника , дифференциальный (в ограниченном секторе углов) может меняться в значительных пределах, что успешно используют при обеспечении маскировки объектов путем снижения их радиолокационной заметности.

3.ЭПР тел простой формы

3.1. ЭПР металлической сферы (шара)

Задача о рассеянии и дифракции плоской электромагнитной волны на сфере исследована наиболее полно по сравнению со всеми другими телами простой и сложной формы. Сфера представляет собой одно из тел простой формы, для которого электродинамическая задача решается строго [37]. Кроме того, сфера  это единственное тело, рассеивающее энергию во все стороны равномерно, то есть является всенаправленным отражателем, как в моностатическом, так и в бистатическом режимах и в этом смысле является совершенным эталоном при экспериментальных исследованиях объектов сложной формы, чьи характеристики рассеяния не поддаются строгим расчетам.

Рассмотрим задачу дифракции плоской волны на сфере в приближении геометрической оптики, которая предполагает, что падающая волна отражается в каждой точке поверхности сферы так же, как и от бесконечной касательной в этой точке плоскости (угол падения луча равен углу отражения). Это правомерно, если радиус сферы во много раз больше длины волны падающего поля .

Пусть ЭМВ падает на сферу радиуса вдоль оси вдоль параллельных лучей 11 и 22. Рассмотрим на поверхности сферы кольцо , вырезанное на ней лучами 11 и 22. Лучи 11 отразятся от поверхности сферы под углом (лучи ), а лучи 22 – под углом (лучи ). Мощность ЭМП, падающей ЭМВ на это кольцо, приближенно равна произведению проекции кольца (шириной ) на фронт падающей волны на плотность потока мощности этой волны (см. рис. 2)

.

С учетом соотношений

,

получим

.

Эта мощность после отражения ЭМВ от шара распределяется по кольцевой полосысегмента , созданного лучами на поверхности сферы большого радиуса , равного расстоянию от шара до РЛС (см.рис. 2).

Соотношение позволяет считать, что лучи параллельны радиусам-векторам, проведенным из начала координат (точка 0) к границам

Рис. 2. Рассеяние ЭМВ на сфере

сегмента . В этом случае площадь этого сегмента можно вычислить по формуле

.

В результате плотность рассеянного (из-за малости угла  рассеянного равномерно в этом конусе (между лучами и )) потока мощности можно определить следующим образом:

.

Как видим, плотность мощности не зависит от угла наблюдения , что говорит об изотропности рассеивающих свойств шара. В соответствии с формулой (6) для дифференциальной ЭПР шара получим следующее выражение:

. (25)

Для определения ЭПР шара в резонансной области частот необходимо пользоваться строгими электродинамическими методами [37].

Если размер шара много меньше длины падающей волны , то его ЭПР можно оценить с помощью асимптотических приближений [31]

. (26)

На рис. 3,а-е приведены трехмерные (3D) бистатические диаграммы рассеяния () металлических шаров различных электрических радиусов (), полученные численно с помощью САПР СВЧ FEKO [38].

а) б) в)

г) д) е)

Рис. Диаграммы рассеяния шаров различного радиуса

Направление падения волны и её поляризация (направление вектора

) показаны на рисунках

Как видим, При малых электрических размерах сфер () их теневое поле мало и ЭПР существенно зависит от длины волны. С ростом величины радиуса сферы её рассеивающие свойства в передней полусфере ( ) приближаются к свойствам изотропного отражателя. Резко выраженный лепесток в прямом направлении для сфер больших электрических размеров () соответствует теневому рассеянию (2) ().

Основываясь на методе геометрической оптики, несложно показать, что ЭПР любого тела двойной кривизны определяется по формуле

, (27)

где  радиусы кривизны поверхности объекта в точке зеркального отражения волны. Вывод формулы (27) в одной из главных плоскостей иллюстрирует рис. 4.

Рис. 4. К определению ЭПР тела двойной кривизны

Для шара и формулы (25) и (27) совпадают.

Интересно отметить, что у тел с двойной кривизной поверхности ЭПР не зависит от частоты падающей волны и полностью определяется их геометрией. К слову сказать, это утверждение справедливо лишь к телам больших электрических размеров, то есть частотная зависимость все же существует и для таких тел, что подтверждают графики, приведенные на рис.3,а,б.

3.2. ЭПР плоских тел

Для плоских тел (диски с произвольной формой краев, но всё же гладкой по сравнению с длиной волны) больших электрических размеров вычисление ЭПР, как правило, осуществляют в приближении метода физической оптики [31], который дает хорошую точность в основном и первых боковых лепестках. Более того, выражение для максимальной ЭПР таких тел (в направлении нормали к их поверхности) в таком приближении удается получить в явном виде.

Рассмотрим падение плоской линейно-поляризованной волны на пластину с произвольным гладким контуром по нормали к её поверхности (рис. 5).

Рис. 5. К определению максимальной ЭПР плоского тела

Поле падающей волны (,) наводит на поверхности рассеивателя электрический ток с поверхностной плотностью . Этот ток создает векторный электрический потенциал

. (28)

При нормальном падении волны , (см. рис. 5) и выражение (28) принимает вид

. (29)

Для вектора напряженности рассеянного электрического поля в дальней зоне в обратном направлении (в направлении оси ) будем иметь

. (30)

В соответствии с формулой (7) для максимальной ЭПР плоского тела получим общеизвестную формулу [31]:

. (31)

Таким образом, в отличие от тел двойной кривизны, ЭПР которых практически не зависит от частоты облучающего их поля, ЭПР плоских тел с ростом частоты растет обратно пропорционально квадрату длины волны.

3.3 ЭПР металлического диска

Для диска радиусом максимальная ЭПР в соответствии с (31) равна

. (32)

Рис. 6. К определению ЭПР диска

Для моностатической ЭПР (ЭПР в обратном направлении) для произвольных углов падения волны при параллельном приеме будем иметь [31] (рис. 6):

. (33)

Эта формула дает результаты приемлемой точности при , .

Ширину моностатической ЭПР диска можно найти из корней функции Бесселя . Поскольку , то ширина основного лепестка ЭПР по нулям равна .

Ширина бистатической диаграммы практически для любого большого отражателя почти вдвое шире, чем у моностатической.

Для длинноволновой области, где , моностатическую (однопозиционную) ЭПР можно определить из приближенной формулы

. (34)

На рис.7а,б приведены 3D (см.рис.7а) и 2D (см.рис.7б) бистатические диаграммы ЭПР [38]

а б

Рис.7. Бистатические 3D и 2D диаграммы ЭПР диска

3.4. ЭПР прямоугольной пластины

ЭПР прямоугольной пластины размером () (рис. 8) определяется в приближении физической оптики и имеет вид [31]

, (35)

где .

Рис. 8. К определению ЭПР прямоугольной пластины

На рис.9 в качестве примера в логарифмическом масштабе приведена 3D (см.рис.9а) и 2D (см.рис.9б) бистатические диаграммы ЭПР пластины 1040см при нормальном падении волны частотой 10ГГц

а б

3D диаграмма, 2D-диаграммы, сплошная  в пл. yz,

пунктир – в пл. xz

Рис.9. Бистатические диаграммы ЭПР пластины 1040см (f=10ГГц)

3.5. ЭПР конуса

Строгого решения (в замкнутой форме) задачи дифракции на конусе ещё не получено. Формулы для её ЭПР получают либо в приближении физической оптики, либо геометрической дифракции. ЭПР конуса радиусом a с углом при вершине (рис. 10) определяется соотношением [16]

. (36)

Для бесконечного конуса ЭПР равна [34] .

Рис. 10. К определению ЭПР конуса

На рис.11а,б,в в качестве примера в линейном масштабе приведены 3D (см.рис.11а,в) и 2D (см.рис.11б) бистатические диаграммы ЭПР конусов с радиусами основания и высотами (по формуле (36) ) и () при осевом падении волны частотой 10ГГц (по формуле (33) ЭПР диска  ). На том же рисунки приведены 2D диаграммы ЭПР

а б в

Рис.11 Бистатические диаграммы ЭПР конусов (f=10ГГц) ()

Вместе с тем вклад основания в ЭПР, рассчитанный по приближенной формуле (33) () и строгим методом () совпадают с достаточно высокой точностью (96%).

6. ЭПР цилиндра

Задача рассеяния электромагнитной волны на цилиндре, по числу опубликованных к настоящему времени работ, занимает первое место, опережая в этом отношении даже задачу рассеяния на сфере [31].

Строгое решение задачи рассеяния известно только для бесконечного цилиндра при падении волны перпендикулярно образующей.

Характеристики цилиндра конечной длины определяются приближенными методами, иногда с использованием результатов строгого решения для бесконечного цилиндра. При a,l>> (рис. 12)

ЭПР цилиндра определяют в приближении физической оптики. Так для нормального падения волны на боковую поверхность цилиндра его максимальная ЭПР равна [31]

. (37)

При расчете ЭПР цилиндра следует иметь в виду, что при углах падения, близких к нормали к основанию цилиндра, основной вклад в ЭПР вносит основание, то есть соотношение (33). При углах падения, близких к нормальным к боковой поверхности, ЭПР цилиндра будет определяться его боковой поверхностью [31]

. (38)

Рис. 12. К определению ЭПР цилиндра

В общем случае моностатическая ЭПР будет представлять собой суперпозицию отражений от боковой поверхности и торцевой части (диска) цилиндра [31]

(39)

В отличие от плоских рефлекторов (диски) цилиндр в экваториальной плоскости () является ненаправленным отражателем с ЭПР (37). Это широко используют в радиолокации для создания различного рода маяков и ложных целей. Зачастую цилиндры также используют в качестве эталонных отражателей.

4. Искусственные радиолокационные отражатели

4.1. Общие понятия

Искусственные радиолокационные отражатели – это устройства направленного отражения (как правило, большого уровня) радиоволн. Приведенные выше отражатели простой формы имеют высокий уровень ЭПР в очень узком секторе углов (плоские отражатели см. 24) или ненаправленное рассеяние (цилиндры) только в одной плоскости [4], [19], [20], [31]. Для расширения углового сектора с высокой ЭПР проектируют специальные устройства  пассивные направленные переизлучатели электромагнитной энергии и активные усилители-ретрансляторы, радиолокационные отражатели. Они используются для увеличения эффективной площади рассеяния ложных радиолокационных целей и ловушек [31].

К пассивным переизлучателям относятся уголковые отражатели, линзы Люнеберга и антенные решетки Ван-Атта. Радиолокационные отражатели широко применяются в качестве навигационных знаков, маркеров и буев при управлении движением воздушного и морского транспорта, служат эталонами при градуировке и калибровке различных радиолокационных устройств, являются средством увеличения радиолокационной контрастности малых морских судов, метеорологических зондов и космических аппаратов, используются в качестве мишеней, радиолокационных ловушек и ложных целей.

4.2. Двугранный уголковый отражатель

Уголковые отражатели [31] представляют собой жесткую конструкцию из двух или трех взаимно-перпендикулярных металлических граней (различной формы). Металлические двугранные уголковые отражатели представляют собой простейший тип радиолокационных отражателей. На практике они используются относительно редко, так как они являются широкоугольными отражателями только в одной плоскости. Тем не менее двугранные отражатели часто входят как составные элементы в различные конструкции, для которых рассчитываются рассеянные поля, поэтому они представляют особый интерес.

Двугранный уголковый отражатель состоит из двух плоских металлических граней (рис. 13), развернутых под определенным углом 0<< (чаще всего 900). В результате при падении плоской волны между его гранями возникают двукратные или многократные переотражения. Внутренние поверхности граней, если они достаточно велики по сравнению с длиной волны, образуют систему из двух плоских зеркал. Угол определяет кратность переотражения волн между гранями. При </2 отражения оказываются многократными.

Для расчета характеристик рассеяния двугранных уголковых отражателей больших по сравнению с длиной волны размеров можно использовать метод последовательных приближений Вестпфаля (многократных переотражений от граней на основе метода физической оптики), но чаще всего используют апертурный метод [31], который основан на представлении геометрической оптики. Согласно этому методу строятся эквивалентные синфазные апертуры, которые затем, на основе представлений физической оптики, рассматриваются как источники рассеянного поля в виде плоских пластин соответствующего размера и формы.

а б

Рис. 13 Двугранные уголковые отражатели:

а – двукратное отражение при a>/2; б – трехкратное отражение при a</2

Такие представления для двухгранного уголка с прямоугольными гранями дают следующее выражение для моностатической диаграммы ЭПР

(40)

где .

Основным недостатком двухгранных отражателей является тот факт, что они обладают широкой моностатической диаграммой ЭПР только в плоскости, перпендикулярной ребру уголка. В ортогональной плоскости, которой принадлежит грань А-А (см.рис. 13), ЭПР принимает максимальное значение на биссектрисе угла и определяется таким же выражением, как и у прямоугольной пластины, совпадающей с раскрывом уголкового отражателя,

. (41)

Для иллюстрации сказанного на рис.14,а,б приведены диаграммы ЭПР двухгранного уголкового отражателя с в главных плоскостях.

Результаты получены численно с помощью программы FEKO [38]

а

б

Рис.14. Диаграммы ЭПР двухгранного уголка в ортогональных плоскостях

Следует отметить, что даже в плоскости, перпендикулярной ребру уголка (см.рис.14,а), ширина диаграммы ЭПР по половинной мощности не превышает вне зависимости от размера пластин.

4.3 Трехгранный уголковый отражатель

В зависимости от формы они могут быть треугольными, прямоугольными и секторными (рис. 15) [4, 19, 20, 31]. Уголковые радиоотражатели даже небольших размеров обладают значительными ЭПР. ЭПР, однако, очень сильно зависит от точности выдержки прямых углов между гранями. Например, уголковый отражатель с треугольными гранями при а =125 см и = 3,2 см имеет максимальную ЭПР, равную 1·104 м2. При отклонении углов между гранями от прямых всего на 1° ЭПР снижается в 30 раз и равна примерно 300 м2. Для треугольных, прямоугольных и секторных уголковых отражателей максимальные ЭПР соответственно будут:

, , , (42)

где а – длина ребра отражателя.

а б в

Рис. 15. Уголковые отражатели с гранями:

а – треугольный; б – прямоугольный; в – круглый

По сравнению с изотропными телами уголковые отражатели обладают направленной диаграммой рассеяния.

Максимальная ЭПР уголка возрастает при увеличении размера его граней и уменьшении длины падающей волны.

Менее чувствительны к погрешностям изготовления уголки с треугольными гранями, имеющие более широкую и равномерную диаграмму направленности [4], а также обладающие большей жесткостью граней. Поэтому их применяют гораздо чаще, несмотря на то, что для получения той же ЭПР требуется несколько больше материала, чем на отражатели с квадратными гранями.

На рис.16,а,б,в приведены моностатические диаграммы ЭПР уголковых отражателей, приведенных на рис.15, с ребрами 10см.

а б в

Рис.16. Моностатические диаграммы ЭПР уголковых отражателей

Как показывает рис.16,а, уголок с треугольными гранями имеет на порядок меньший уровень ЭПР по сравнению с уголками из квадратных (см. рис.16,б) и секторных (см. рис.16,в) граней. О более равномерном характере диаграммы уголка с треугольными гранями [4] по результатам строгих расчетов (см.рис.16) говорить не приходится. Из рис.16 следует, что наиболее равномерная диаграмма у секториального уголка, а наиболее неравномерная – у треугольного.

Для сопоставления результатов расчетов с экспериментальными данными на рис.18 приведены расчетные диаграммы ЭПР секториального трехгранного уголка (рис.17) с ребром 15см, а на рис.19 – эго экспериментальная диаграмма на частоте 10ГГц.

Рис.17. Трехгранный секториальный уголок

Рис.18. Расчетная диаграмма ЭПР трехгранного секториального уголка с ребром 15см на частоте 10ГГц

Рис.19. Экспериментальная диаграмма ЭПР трехгранного секториального уголка с ребром 15см на частоте 10ГГц

На практике часто необходимы отражатели, одинаково хорошо работающие на волнах линейной и круговой поляризаций. В связи с этим конструкции уголковых отражателей усложняются, обеспечивая задержку одной из ортогональных компонент электромагнитного поля по отношению к другой. Например, параллельно одной из металлических граней уголка располагается диэлектрическая пластина. Отражение от этой грани происходит без изменения фазы на 180°. Поэтому исключается отличие поляризаций падающих и отраженных волн (рис. 20,а,б).

Другой способ применения диэлектрика состоит в заполнении всей внутренней полости уголка. Причем нижняя грань представляет собой поверхность раздела диэлектрик-металл (рис. 20,в). Для расширения диаграммы рассеяния уголковых отражателей их группируют в различные достаточно громоздкие конструкции [4].

Плоские решетки из уголковых отражателей имеют ЭПР, пропорциональную квадрату числа отражателей, но в узком секторе, обусловленном множителем решетки [39]. Некое приближение (но неравномерное) к круговой направленности удается получить при соединении уголковых отражателей в кольцевые решетки и многогранники.

В целях увеличения сектора рассеяния применяют группы уголковых отражателей, по-разному ориентированных в пространстве.

а б в

Рис. 20. Отражение сигналов от уголковых отражателей:

а – с металлическими гранями; б – с двумя металлическими и одной диэлектрической гранью; в – уголковый отражатель, заполненный диэлектриком

Примерный вид одного из образцов такой группы представлен на рис. 21 [19, 20].

Рис. 21. Конструкция из уголковых отражателей

На рис.22 приведены моностатические диаграммы данного уголка с диаметром дисков 150мм на частоте 10ГГц в его первом квадранте.

Рис.22. Диаграммы ЭПР комбинации 4-х секториальных уголковых

отражателей

Как видим, уже четыре уголковых отражателя создают многолепестковую ДР во всем телесном угле. Пятиячеечный отражатель имеет более широкую ДР (рис.23,а). При конструкции из восьми отражателей, называемой октаэдрной группой, получается шестилепестковая ДР (рис.23,б) [19].

а б

Рис. 23 ДР (гипотетические) уголковых отражателей:

а – из пяти ячеек; б – из восьми ячеек

Шесть основных лепестков образуются за счет отражения волн шестью уголками, а два остальных уголка отражают волны вверх или вниз. Острые лепестки появляются вследствие прямого отражения от граней электромагнитных волн.

Увеличением числа уголковых отражателей должно привести к более равномерной пространственной диаграмме отражения во всем телесном угле. При этом многолепестковость диаграммы таким способом устранить не удается.

Основной недостаток комбинированных отражателей состоит в наличии глубоких провалов в ДР. Избежать их можно вращением группы отражателей, вследствие чего образуется результирующая ДР, соответствующая средней ЭПР.

Более широкой и равномерной диаграммой отражения обладают линзы Люнеберга [19].

4.4. Линзовые отражатели

Все линзовые отражатели, как следует из самого их названия, содержат в качестве основных элементов диэлектрические линзы различных типов. Чаще всего используются те или иные модификации диэлектрической линзы Люнеберга, которая может быть цилиндрической или сферической.

Линза Люнеберга (рис. 24,а) – диэлектрический цилиндр без потерь [31], диэлектрическая проницаемость которого меняется вдоль радиуса (который >> ) от =1 на поверхности цилиндра до =2 на оси (рис. 24,б).

а б

Рис. 24. Линза Люнеберга

Благодаря этому падающая волна беспрепятственно проникает внутрь линзы. Все лучи, независимо от угла падения на поверхность линзы, имеют одинаковые фазовые длины и сходятся в одной точке F , лежащей на поверхности линзы с противоположной стороны. Чтобы превратить линзу Люнеберга в отражатель, достаточно поместить в ее фокусе металлическую пластину. Лучи, падающие на пластину, и лучи, отраженные от нее, в силу симметрии имеют одинаковые траектории, и после выхода из линзы распространяются в обратном направлении, образуя плоский фронт.

Отражатели на основе цилиндрических линз по своим рассеивающим свойствам подобны либо плоской пластине, либо двугранному уголковому отражателю.

Для расширения рассеивающих свойств в телесном угле используют сферические линзы (рис. 25,а).

Ширина диаграммы рассеяния линзы зависит от размеров металлизированной поверхности (рефлектора). Например, если рефлектор равен половине поверхности шара, ширина диаграммы рассеяния составляет 140° (рис. 25,б) [4, 20]. Максимальная ЭПР такой линзы вычисляется по формуле

(43)

а б

Рис. 25. Отражение электромагнитной волны линзой Люнеберга (а) и ее примерная диаграмма рассеяния (б)

Всенаправленный по азимуту отражатель можно получить, окружив часть шара металлическим кольцом (рис. 26,а) [4, 20, 31]. Максимальное значение ЭПР данного отражателя определяется шириной металлизированного кольца l – из выражения

. (43)

а б

Рис. 26. Линза Люнеберга с металлическим кольцом (а) и ее диаграмма рассеяния в азимутальной плоскости (б)

Рис. 27. Некоторые типы линз Люнеберга

На базе линзы Люнеберга разработано несколько конструкций линзовых отражателей (рис. 27) [4, 20, 31], позволяющих сформировать те или иные диаграммы рассеяния.

4.5. Отражатели-антенны

Отражатели-антенны представляют собой обычные антенны, используемые в режиме рассеяния принимаемых сигналов. Наибольший уровень отраженного сигнала достигается при коротком замыкании антенны в точке подключения волноводного тракта или фидера. В такой антенне, если она изготовлена из идеального проводника или из диэлектрика без потерь, принимаемая энергия переизлучается и создает рассеянное поле.

Одними из наиболее широкоизвестных и эффективных отражателей  антенн являются антенные решетки Ван-Атта [4, 20, 31].

Конструктивно антенная решетка Ван-Атта в одном из вариантов представляет собой металлическую пластину с размещенными на ней дипольными вибраторами. Они размещаются рядами на расстоянии /4 от металлической пластины, параллельно ей.

Пары диполей располагаются симметрично относительно центра пластины. Электрические длины кабелей, соединяющих симметричные диполи, одинаковы. Благодаря этому обеспечивается отражение электромагнитных волн в обратном направлении (рис. 28) [4, 20, 31]. Для того чтобы такая решетка могла отражать волны с любой поляризацией, каждая пара диполей располагается под углом 90° к соседней. Если, например, решетка образована из N полуволновых диполей, расположенных на /2 друг от друга и на /4 от металлической пластины, то ее ЭПР может быть определена по формуле [4, 20]

, (44)

где – угол падения; S = N2/4 - площадь раскрыва решетки.

При = 0 ЭПР решетки максимальна и равна .

Рис.28. Ответчик Ван-Атта

Решетка (ответчик) Ван-Атта обладает следующими преимуществами перед уголковыми и линзовыми отражателями [4]:

1. Диаграмма рассеяния шире, чем у уголкового отражателя.

2. Отраженный сигнал может быть промодулирован.

В решетке имеется возможность изменять направление рассеяния.

4. Значительное увеличение ЭПР может быть обеспечено за счет использования встроенных в соединительные линии усилителей.

5. Можно изменять поляризацию переизлученного сигнала.

6. Может быть обеспечено угловое сканирование диаграммы рассеяния.

Очень часто вместо диполей применяют печатные плоские спирали. В этом случае за счет диапазонных свойств спиралей расширяется и рабочий диапазон частот решетки.

Расчет решеток Ван-Атта ведется с помощью приближенных методов [31]. В работах [41]  [44] впервые получено строгое решение задачи рассеяния плоской волны на двумерной модели решетки Ван-Атта, образованной плоскопараллельными волноводами. Решение получено методом интегральных уравнений [37].

Рис.29. Решетка Ван-Атта из плоскопараллельных волноводов

Проведенные численные исследования [41]  [44] показали, что при создании решеток Ван-Атта следует добиваться участия в формировании диаграммы рассеяния как можно большего числа распространяющихся волн, то есть увеличением размера раскрыва излучателей. При этом на практике можно ограничиться размером раскрыва излучателя , что обеспечивает существование в волноводах четырёх распространяющихся типов волн , которые волны должны складываться в раскрывах синфазно [41]  [44] (то есть иметь одинаковые фазовые скорости в трактах ),

В качестве иллюстрации к сказанному на рис.30 приведена решетки с пятью парами излучателей при ; и длине волноводов , обеспечивающей практически одинаковый набег фаз всех четырех распространяющихся типов волн. Кривая 1 соответствует строгому решению задачи, кривая 2 — строгому решению, но с учетом в трактах только основного типа волны и кривая 3 — приближенным расчетам [31].

Такая решетка (см.рис.29) обеспечивает максимально возможный рабочий сектор углов (см.рис.30) относительно нормали к решетке. Основная сложность реализации предложенной в работах [41]  [44] решетки является обеспечение синфазности сложения распространяющихся в трактах волн в раскрывах излучателей в широкой полосе частот.

Рис. 30. Моностатические диаграммы ЭПР

Анализ решеток Ван-Атта на основе многомодовых линий передачи [41]  [44] показал, что они обладают в раз более широкими моностатическими диаграммами рассеяния, чем широко используемые в настоящее время – одномодовые [31].

4.6. Усилители - ретрансляторы

Усилители - ретрансляторы [4] могут быть выполнены в соответствии со структурной схемой, представленной на рис. 31. Принятые антенной А1 сигналы усиливаются в ЛБВ и модулируются по амплитуде шумовым напряжением, поступающим от генератора шума (ГШ). Далее сформированный помеховый сигнал излучается антенной А2, обеспечивая имитацию флюктуации ЭПР реальной цели.

Рис. 31. Структурная схема усилителя-ретранслятора

Необходимое значение коэффициента усиления ретранслятора можно определить из уравнения РЭП. В частном случае, если расстояние между ловушкой и прикрываемым самолетом является малым по сравнению с дальностью «ракета – самолет», коэффициент усиления определяется

, (45)

где kП – коэффициент подавления РЛС; – ЭПР реальной цели; GП –коэффициент усиления приемной антенны ретранслятора.

5. Особенности радиоэлектронного подавления некогерентных импульсных РЛС обнаружения целей пассивными помехами

5.1. Общие положения

Для создания искусственных пассивных маскирующих помех широко используют дипольные отражатели, которые исторически являются родоначальниками таких помех [14]. Поскольку отражение от диполей является некогерентным [4], то они особенно эффективны для противодействия некогерентных импульсных РЛС, которые при обработке сигналов не учитывают доплеровский сдвиг частоты отраженных ЭМВ от цели и от облака дипольных отражателей. В результате на выходе амплитудного детектора спектры полезного сигнала и сигнала помехи перекрываются, затрудняя обнаружение и селекцию цели.

Цель не обнаруживается в облаке дипольных помех, если мощность помеховых сигналов (отраженных от диполей, распределенных в импульсном объеме) превышает в определенное число раз мощность полезного сигнала (отраженного от цели). Отношение мощности помехового сигнала к полезному на входе приемника равно [4]

, (46)

где – ЭПР цели.

Задача выделения полезного сигнала на фоне пассивных помех имеет много общего с проблемой обнаружения сигнала в гауссовом шуме. Сигналы, отраженные от облака диполей при достаточно большой его плотности, в силу центральной предельной теоремы могут рассматриваться как гауссов шум, однако в отличие от белого шума автокорреляционная функция этого шума не будет совпадать с -функцией [4].

Вследствие коррелированности шума, порождаемого облаком диполей, коэффициент подавления пассивными помехами будет зависеть от параметров спектральной плотности сигналов, отраженных от облака диполей. Это особенно важно учитывать при определении коэффициента подавления РЛС, имеющих приставки для компенсации сигналов, от пассивных помех.

Минимально необходимое отношение , при котором вероятность обнаружения цели на фоне дипольных отражателей, для заданной вероятности ложной тревоги, меньше некоторого значения [4] (0,1—0,5), называется коэффициентом подавления импульсной РЛС пассивными помехами.

5.2. Дипольные отражатели

Дипольные отражатели [20] выполняются из металлизированных: бумаги, стекловолокна или капрона. Минимальная толщина металлического покрытия определяется толщиной рабочего поверхностного слоя, образующегося за счет скин-эффекта. Глубина проникновения тока в проводящий слой зависит от частоты электромагнитных колебаний. В сантиметровом диапазоне глубина проникновения может быть очень малой (). Это позволяет выполнять диполи в виде очень тонких металлизированных полосок или волокон диаметром в несколько десятков микрон. Практически приходится учитывать вопросы прочности и технологии изготовления. Длина диполей и их толщина выбираются из условия обеспечения эффективного рассеивание радиоволн в широком диапазоне частот. Как правило, их длина примерно равна половине длины волны подавляемой РЛС. Для расширения полосы рабочих частот применяют диполи, длина которых значительно превышает длину волны РЛС.

Дипольные отражатели комплектуются в пачки. Раскрываясь после выбрасывания с летательного аппарата, такая пачка создает облако дипольных отражателей, отраженный сигнал от которого наблюдается на экране индикатора кругового обзора (ИКО) в виде яркого пятна. Если последовательно сбросить достаточно большое количество пачек, то на ИКО образуются засвеченные полосы значительной протяженности.

Количество диполей в пачке в зависимости от диапазона составляет десятки тысяч и миллионы единиц. В силу некогерентности полей, рассеянных отдельными диполями, ЭПР облака отражателей одинаковой длины будет в среднем равна сумме ЭПР каждого диполя, т. е. [20]

, (47)

где  средняя ЭПР облака диполей;  средняя ЭПР одного диполя; N  число диполей в пачке.

Формула (47) справедлива в идеальном случае, когда все до единого диполя используются эффективно. Практически из-за спутывания (слипания) диполей и их поломок ЭПР облака будет меньше, чем , определяемая формулой (47). Обычно ЭПР облака дипольных отражателей рассчитывают по формуле, учитывающей реальное число действующих диполей в пачке:

,

где - коэффициент действующего числа диполей (коэффициент разлета).

Величина эффективной площади рассеяния (ЭПР) одного полуволнового диполя () в общем случае зависит от ориентации его относительно вектора Е падающей волны. Вследствие турбулентности атмосферы и аэродинамических свойств диполи ориентируются в облаке, как правило, произвольно друг относительно друга. Более того, для обеспечения равновероятной ориентации при изготовлении диполей стремятся к тому, чтобы центр тяжести каждого отражателя был смещен на случайную величину от его середины.

Поэтому ЭПР всего облака () определяют по среднему значению ЭПР одного диполя (), ориентированного в пространстве произвольно. Значение будет найдено ниже.

5. 3Эффективная площадь рассеяния полуволнового диполя

Согласно определению ЭПР диполя равна [20]

(48)

где - отношение полной переизлучаемой диполем мощности (P2) к плотности потока мощности (П), падающей на диполь плоской волны;

G1- коэффициент направленного действия диполя.

Для диполя, ориентированного под углом к вектору падающей волны (рис. 32), переизлучаемая мощность P2 равна

P2= P20cos2, (49)

где P20- мощность, излучаемая диполем при нормальном падении волны (=00).

Как известно [20], значение мощности Р20 может быть найдено по формуле

,

где I - амплитуда тока в пучности; - сопротивление излучения диполя.

Для полуволнового диполя

,

где Е – амплитуда электрического поля принимаемой плоской волны; = =73,3 Ом – сопротивление излучения полуволнового диполя;

 действующая длина полуволнового диполя.

Рис. 32. Полуволновый диполь, произвольно ориентированный

в пространстве

В результате мощность, рассеиваемая полуволновым диполем, равна

[вт]. (50)

Таким образом, из (48)  (50) с учетом и для полуволнового диполя окончательно получим

. (51)

При совпадении поляризаций диполя и нормально падающей волны ЭПР полуволнового диполя будет максимальной

.

В общем случае представляет собой случайную величину [20]. С достаточной для практики точностью можно считать, что случайная величина распределена с равномерной плотностью.

Для определения среднего значения ЭПР диполя 1 необходимо найти параметры закона распределения случайной величины .

Предположение о равновероятной ориентации диполей означает, что в пределах любого элементарного телесного угла (рис. 33) число диполей примерно одинаково. Элементарный телесный угол может занимать любое положение с одинаковой вероятностью в пределах всего телесного угла 4. В сферической системе координат угол места характеризует положение каждого элементарного телесного угла и соответственно плотность распределения равна

.

Будем считать, что поляризаций приемной и передающей антенн одинаковы. Тогда вероятность нахождения диполя в пределах элементарного телесного угла , будет равна .

Рис. 33 Элемент поверхности в сферической системе координат

Усредним величину (см. формулу (51)) по всему телесному углу =4

. (52)

В сферической системе координат элемент поверхности сферы единичного радиуса равен

.

Интегрируя (52), получим среднее значение ЭПР диполя

.

Отсюда

. . (53)

Таким образом, средняя ЭПР пачки диполей будет равна

,

где - число эффективно действующих диполей в пачке.

5.4. Общее выражение ЭПР импульсного объема

Для оценки действия пассивных помех, создаваемых с помощью дипольных отражателей импульсным РЛС, важно знать ЭПР, порождаемую дипольными отражателями, находящимися в импульсном объеме [20]. Для этого необходимо подсчитать число диполей, попадающих в импульсный объем РЛС (рис.34).

Границы импульсного объема V определяются длительностью импульса и шириной луча антенны подавляемой РЛС, т. е.

,

где D – удаление импульсного объема от РЛС; 0.5, 0.5 – ширина диаграммы направленности подавляемой РЛС соответственно по углу места и по азимуту на уровне половинной мощности; – длительность импульса подавляемой РЛС; с – скорость света в свободном пространстве.

Рис. 34. Импульсный объем РЛС

Если диполи распределены в облаке равномерно со средней объемной плотностью , то ЭПР диполей, находящихся в импульсном объеме , может быть определена [20] по формуле

. (54)

Выражение (54) показывает, что эффективность пассивных помех зависит от разрешающей способности подавляемой РЛС по углам и дальности.

При выводе формул (52) – (54) полагалось, что диполи распределены в облаке в среднем равномерно. Однако на практике [20] плотность диполей в облаке меняется во времени в соответствии с законами турбулентной диффузии. Они совершают случайные перемещения. Размеры облака с течением времени растут, а средняя плотность диполей в нем падает.

Зная закон распределения диполей в пространстве p(V), можно определить число диполей в импульсном объеме V

,

где – число эффективно действующих диполей в пачке; – число одновременно выброшенных пачек.

ЭПР диполей, находящихся в импульсном объеме (ЭПР импульсного объема), находится по формуле

.

Более точный расчет ЭПР импульсного объема требует учета формы диаграммы направленности в обеих плоскостях (по и ), а также формы зондирующего импульса (t). Число диполей в импульсном объеме в этом случае определяется из интеграла по , и (t) от плотности распределения p(V), умноженной на соответствующие весовые функции и (t), учитывающие реальную форму импульсного объема.

5.5. Методы расчета ЭПР импульсного объема

Определение ЭПР импульсного объема – довольно громоздкая задача, требующая больших вычислительных работ. На практике иногда целесообразно пользоваться более простыми методами расчета ЭПР отражающего импульсного объема [20].

Важной характеристикой облака дипольных отражателей является его эффективная ширина lпэ. Эффективная ширина облака определяется областью, в пределах которой содержится 70% всех выброшенных диполей.

Если считать закон распределения диполей по какой-либо координате для данного момента времени нормальным, то эффективная ширина облака lпэ равна (рис. 35)

,

где - дисперсия плотности распределения р(х) диполей по данной координате х.

Рис. 35. Процесс развития облака диполей в пространстве

Как правило, на практике эффективная ширина облака часто не превышает всех или части размеров импульсного объема подавляемой РЛС. Чаще всего

и ,

где , – линейная разрешающая способность подавляемой РЛС соответственно по азимуту и углу места.

Пусть [20] прикрываемый самолет ПС1 летит в полосе дипольных отражателей в направлении на подавляемую РЛС (рис.36,а). Полет в указанном направлении часто является неблагоприятным с точки зрения радиопротиводействия, так как при этом величина ЭПР импульсного объема может быть наименьшей по сравнению со всеми другими направлениями полета. Например, при полете самолетов (ПС2 и ПП2) под некоторым курсовым углом к РЛС величина ЭПР импульсного объема будет больше (рис. 36,б) по сравнению с предыдущим случаем (рис. 36,а), что облегчает условия маскировки.

Пусть также [20] пачки дипольных отражателей сбрасываются постановщиком помех (ПП) равномерно с интервалом . Постановщик помех летит с постоянной скоростью и каждый раз одновременно сбрасывает nп пачек. В результате на единицу пути после установления процесса диффузии будет приходиться диполей в среднем

,

где  число эффективно действующих диполей в пачке.

Рис. 36. Действие на РЛС помех, создаваемых полосами дипольных отражателей:

а  «продольная» полоса диполей; б – «поперечная» полоса диполей

Если условие и выполнено, и отражатели вдоль полосы распределены в среднем равномерно, то среднее число диполей в импульсном объеме определится как произведение протяженности импульса, выраженной в единицах длины c/2, на среднюю удельную плотность диполей в полосе

.

Соответственно ЭПР импульсного объема равна

. (55)

Необходимо отметить, что эта формула справедлива при условии равномерного сбрасывания диполей с самолета-поставщика помех и при движении самолета в направлении на подавляемую РЛС.

Зная коэффициент подавления kП конкретной импульсной РЛС пассивными помехами, можно определить необходимое количество дипольных отражателей для маскировки прикрываемого самолета.

Для маскировки [20] самолета ЭПР импульсного объема должна быть равна

, (56)

где  ЭПР прикрываемого самолета.

6 Особенности радиоэлектронного подавления когерентных импульсных РЛС обнаружения целей пассивными радиопомехами

Изменение пространственного положения облака ПРЛО в целом приводит к доплеровскому смещению частоты помехового сигнала, а случайные блуждания дипольных отражателей в облаке вызывают амплитудные и фазовые флюктуации, расширение спектра сигнала, отраженного от облака.

В когерентной импульсной РЛС [4] с большой скважностью для защиты от пассивных помех принимают специальные меры. Например, доплеровское смещение частоты, обусловленное движением облака, учитывается регулировкой частоты когерентного генератора с помощью устройства компенсации ветра, исходный сигнал в которое поступает со специального датчика. Амплитудные и фазовые колебания помехового сигнала ослабляются использованием в РЛС схемы череспериодной компенсации (СЧК). Подавление когерентных импульсных РЛС с СЧК пассивными радиопомехами вызывает определенные трудности [4].

Рассмотрим кратко принцип функционирования этих РЛС при отсутствии и в условиях воздействия пассивных радиопомех. Структурная схема когерентной импульсной РЛС изображена на рис. 37 [4].

В модуляторе передатчика РЛС под действием тактовых импульсов синхронизатора образуется последовательность прямоугольных видеоимпульсов длительностью и и периодом следования Тп для запуска генератора радиочастоты (ГРЧ) и формирования в нем зондирующих радиоимпульсов, которые через антенный переключатель (АП) поступают в антенну и излучаются в окружающее пространство. В качестве ГРЧ часто используется магнетронный генератор [4].

Рис.37. Структурная схема когерентной импульсной РЛС ОНЦ

Сигналы, отраженные от цели и облака дипольных отражателей (ДО), улавливаются антенной, преобразуются на промежуточную частоту пр=0  гм (гм - частота колебаний местного гетеродина), фильтруются и усиливаются усилителем промежуточной частоты УПЧ1 [4]. В результате на его выходе при раздельном наблюдении образуются сигналы с центральными частотами пр ±дц и пр ±дп, где дц=4Vрц/, дп– доплеровские сдвиги цели и помехи.

В приемнике РЛС осуществляется когерентная обработка отраженных сигналов. В качестве опорного сигнала используется гармоническое колебание, вырабатываемое когерентным гетеродином (КГ). Фазирование колебаний КГ осуществляется преобразованным на промежуточную частоту зондирующим сигналом РЛС. Благодаря этому достигается когерентность отраженных сигналов и колебаний КГ на интервале времени nТпtп (n+1)Тп [4].

Компенсация сдвига частоты помехового сигнала за счет движения облака ДО происходит путем изменения частоты КГ на величину дп=4Vрв/, с помощью устройства компенсации ветра.

В фазовом детекторе (ФД) осуществляется перемножение подаваемых на его входы сигналов, получаемый результат усредняется низкочастотным фильтром.

Для борьбы с пассивными радиопомехами в когерентных импульсных РЛС используется схема череспериодной компенсации (СЧК) [4]. Она включается на выходе ФД и содержит линию задержки на период Тп и устройство вычитания.

Амплитудно-частотная характеристика такой схемы имеет вид

.

Из выражения видно, что СЧК подавляет составляющие спектра на нулевой частоте и частотах F=mFп, m=1,2….

Полезный сигнал на выходе СЧК представляет собой результат вычитания двух смежных импульсов, поступающих в моменты времени (n-1)Тп. и nТп .

Особенностью когерентных импульсных РЛС является то, что при Fдц>Fп/2 огибающая видеоимпульсов на выходе ФД изменяется с частотой Fм Fдц. Зависимость частоты модуляции Fм импульсов на выходе ФД от доплеровского смещения Fдц показана на рис.38. Видно, что диапазон однозначной связи частот Fм и Fдц равен Fп/2.

Рис.38. Зависимость частоты модуляции импульсов на выходе фазового детектора от доплеровского смещения частоты

На качество подавления пассивных помех в РЛС с СЧК оказывают влияние нестабильности частоты передатчика и местного гетеродина, длительности и частоты следования зондирующих импульсов, а также флюктуации принимаемых сигналов.

Все эти факторы приводят к ухудшению работы СЧК и возрастанию уровня некомпенсированных остатков [4]. Это снижает эффективность функционирования СЧК. Для подавления РЛС необходимо увеличить плотность ДО в облаке.

Более подробное описание особенности радиоэлектронного подавления когерентных импульсных РЛС обнаружения целей пассивными радиопомехами можно найти в [4].

7. Особенности радиоэлектронного подавления РЛС автоматического сопровождения целей пассивными радиопомехами

Проблема защиты РЛС от пассивных помех является весьма актуальной [4], поскольку ДО в настоящее время нашли широкое применение в авиации как для групповой, так и для индивидуальной маскировки самолетов.

Пассивные радиопомехи могут [4] успешно применяться для подавления некогерентных импульсных РЛС обнаружения. Применение когерентных импульсных РЛС ОНЦ с СЧК позволяет существенно ослабить их действие. Однако увеличение мощности помехового сигнала может обеспечить условия, при которых РЛС с СЧК будет подавлена пассивными радиопомехами.

Применение в РЛС систем управления оружием непрерывных и квазинепрерывных зондирующих сигналов позволяет осуществить непосредственную селекцию движущихся целей за счет отличия доплеровских скоростей реальных целей и облака ДО. Такие РЛС хорошо защищены от воздействия пассивных помех.

В настоящее время успешно ведутся работы по дальнейшему повышению эффективности подавления пассивными помехами РЛС с непрерывными и квазинепрерывными сигналами.

Так, пусть цель и облако ДО движутся в направлении РЛС с непрерывным излучением с радиальными скоростями Vрц и Vрв, отличающимися, к примеру, в 10-20 раз. Тогда [4] различие в положении спектров сигнала, отраженного от цели Gc(f) и помехового сигнала Gп(f) на частотной оси, будет составлять десятки килогерц (рис.39).

Рис.39. Спектры полезного и помехового сигналов

Сигнал, отраженный от цели, после обработки в приемном тракте РЛС выделяется ФДЧ и фильтруется узкополосным фильтром (УФ) системы АСС. Для эффективного воздействия помехи на РЛС с непрерывным излучением необходимо, прежде всего, чтобы ее спектр попал в полосу пропускания фильтра системы АСС, то есть необходимо добиться совмещения спектров помехового и полезного сигналов. Достигается это уменьшением радиальной составляющей скорости цели Vрц в результате выполнения ею маневра относительно направления на подавляемую РЛС [4]. В этом случае радиальные составляющие скоростей цели и облака отражателей становятся близкими по величине Vрц Vрв и условие FдпFдц будет выполняться в течение некоторого времени. Если мощность помехи , то РЛС теряет цель и переходит из режима автосопровождения по скорости в режим поиска.

Основной целью создания пассивных помех импульсным бортовым РЛС является недопущение захвата цели при работе систем АСД и АСН в режиме поиска или, если захват произошел, срыв режима автосопровождения по дальности и углам [4].

Если цель совершает полет в сплошной полосе ДО, созданной самолетом-ПП, или создает ее своими средствами, то в режиме поиска цели условия эффективного подавления бортовых РЛС практически те же, что и при воздействии пассивных помех на импульсные РЛС обнаружения.

В том же случае, когда цель не прикрыта полосой помех, бортовая РЛС атакующего истребителя захватывает цель и переходит из режима поиска в режим сопровождения ее по дальности и направлению. Для нарушения режима автоматического сопровождения цели, срыва атаки или, по крайней мере, внесения ошибки при стрельбе необходимо обеспечить в разрешаемом объеме РЛС такое количество ДО, при котором ЭПР этого объема была бы больше ЭПР цели в несколько раз [4]. Достигается это в зависимости от ракурса атаки цели путем сбрасывания пачек ПРЛО в заднюю полусферу или выстреливания снарядов, снаряженных отражателями, в переднюю полусферу с временными интервалами tп. Величина tп. определяется разрешающей способностью РЛС и скоростью полета цели. При различии временных интервалов tп, потребных для срыва автосопровождения по дальности и направлению, выбирается меньший из них.

8. Маскировка объектов с помощью ложных целей и ловушек

8.1. Ложные цели 

Одним из способов радиопротиводействия является создание ложной информации в контурах целераспределения, наведения и самонаведения [4, 20]. Наиболее просто эта задача может быть решена применением радиолокационных ловушек или ложных целей, запускаемых при преодолении ПВО противника с летательных аппаратов или с земли.

Основными задачами применения ложных целей [20] в контурах целераспределения являются:

• дезориентация операторов РЛС и перегрузка вычислительных устройств контура (системы обработки информации);
• увеличение времени на опознавание образа цели (определение истинных целей);
• отвлечение ударных средств ПВО (истребителей, ракет) на поражение ложных целей.

В качестве ложных целей применяются ракеты, оснащенные стартовыми или маршевыми двигателями, наличие которых позволяет осуществлять автономный управляемый или неуправляемый полет в течение длительного времени (до нескольких десятков минут). Чтобы ракета-ложная цель создавала такой же по интенсивности и спектру сигнал, как и защищаемый летательный аппарат, она оборудуется соответствующими средствами – активными и пассивными ретрансляторами. Ложные радиолокационные цели могут быть также созданы в результате ионизации локальных областей сжиганием в атмосфере легких металлов (натрия, цезия).

Эффективность ложных целей может быть оценена снижением вероятности поражения прикрываемых самолетов.

В случае массового применения ложных целей вероятность поражения самолета, прикрытого группой ложных целей, может быть вычислена по формуле [20]

,

где п – общее количество целей (ложных и реальных) в группе; т – число выпущенных ракет; Р – вероятность поражения цели за один выстрел.

Вышеприведенная формула справедлива при следующих предположениях:

• m n;
• выбор целей (ложных или реальных) системой целераспределения для обстрела равновероятен;
• по каждой цели производится один пуск ракеты (одна атака истребителя) независимо от того ложная эта цель или реальная.

Рис.40. Зависимость вероятности поражения одной истинной цели Рт(п),прикрытой n – 1 ложными целями, после m выстрелов (пусков)

Зависимость вероятности поражения одной истинной цели Рт(п), прикрытой п-1 ложными целями, после т выстрелов, приведена на рис.40 [20]. Кривые построены для вероятности поражения цели одной ракетой Р = 0,8.

Для указанных условий применение ложных целей существенно снижает вероятность поражения самолетов. Так, в случае прикрытия самолета одной ложной целью (n = 2) вероятность его поражения одной ракетой (т = 1) снижается в два раза (Рт(п) = 0,4) по сравнению с вероятностью поражения неприкрытого самолета (n = 1). Однако снижение эффективности действий ПВО практически до нуля (Рт(п) 0,05 0,1) обеспечивается применением относительно большого количества ложных целей (10  20). Это является одним из недостатков применения ложных целей в контурах целераспределения.

Воспроизведение амплитудной компоненты вектора признаков ложной цели обеспечивается либо с помощью усилителей-ретрансляторов, либо пассивными рассеивателями электромагнитной энергии.

Активные усилители-ретрансляторы могут быть эффективны в метровом и дециметровом диапазонах волн и на больших расстояниях до подавляемых РЛС в связи с их ограниченными энергетическими возможностями. На малых расстояниях мощность сигнала, создаваемого ретранслятором на входе подавляемого устройства, будет меньше мощности полезного сигнала, отраженного от прикрываемого самолета, вследствие чего оператор может опознать среди ложных целей реальную.

Пассивные рассеиватели (различного рода отражатели) обеспечивают получение достаточно большой эффективной площади рассеяния ловушки, соизмеримой с ЭПР прикрываемого самолета в сантиметровом диапазоне волн.

В отдельных случаях [20] на ракетах-ловушках могут быть установлены передатчики активных помех и устройства сбрасывания дипольных отражателей.

Схема, поясняющая принцип действия генератора ложных целей, приведена на рис.41 [29, 40].

а в

Рис. 41. К принципу действия генератора ложных целей

Передатчик РЛС обнаружения в точке 1 создает и излучает зондирующий сигнал частоты f0 . Этот сигнал достигает цели (ЛА) и отражается от нее (импульс D на рис.41,б). Амплитуда отраженного импульса , задержка , а частота отличается от номинальной на частоту доплеровского сдвига .

Более слабый сигнал В попадает на ложную цель и отражается от нее с амплитудой .

Пришедшие на радиоприемник РЛС в точке 2 сигналы имеют удвоенные задержки и доплеровские сдвиги частоты, а их амплитуды различны. Такое различие по параметрам позволяет распознать ложную цель на фоне истинной. Чтобы избежать этого, на ЛЦ ставят генератор ложных целей, излучающий ответный импульс помехи С с амплитудой, примерно равной .

В результате из точки 2 (рис.41,в) в радиоприемник поступают импульсы от истинной и ложной цели, мало отличимые по амплитуде. Это создает эффект размножения целей [29, 40]. При этом необходимо обеспечить подобие импульсов от истинной и ложной целей по своим параметрам и по флуктуациям, обусловленным отражением от протяженной цели.

Проще всего генератор ложных целей выполнить по схеме ретранслятора с дополнительным усилением и модуляцией запросного сигнала РЛС.

8.2. Радиолокационные ловушки

Применение ловушек в контуре наведения или самонаведения должно [20] приводить, как правило, к замыканию его на ложную цель. Время замыкания должно быть соизмеримо со средним временем наведения (самонаведения) средств поражения ПВО. Пуск (сброс) ловушки в этом случае целесообразно производить после замыкания контура наведения (самонаведения) на реальную цель. Удачное применение ловушки приводит [20] к срыву атаки зенитной управляемой ракеты (истребителя) или к получению промаха, безопасного для прикрываемого самолета.

Вектор признаков ловушки должен [20] иметь компоненты, обеспечивающие захват ее на сопровождение, с учетом амплитудных (энергетических) характеристик, скорости и ускорения. Помеховый сигнал, порождаемый ловушкой на входе подавляемой системы автоматического сопровождения, должен превышать полезный сигнал, чтобы обеспечить возможность переключения простейших следящих систем на ловушку.

По способу применения радиолокационные ловушки подразделяются на управляемые, буксируемые и сбрасываемые.

Управляемые радиолокационные ловушки подобны [20] управляемым ложным радиолокационным целям и представляют собой ракеты, на которых устанавливаются активные или пассивные рассеиватели электромагнитной энергии.

На ракетах-ловушках могут устанавливаться как стартовые, так и маршевые двигатели, обеспечивающие управляемый полет («по радио» или по программе) в течение времени от нескольких секунд до нескольких минут.

Ракеты-ловушки обеспечивают срыв наведения (самонаведения) за счет увода за собой атакующей ракеты (или истребителя).

Направление пуска ракеты-ловушки определяется направлением атаки и соотношением векторов скорости цели, ловушки и атакующего снаряда. Для успешного применения ракеты-ловушки прикрываемый самолет должен одновременно с запуском ловушки осуществлять маневр по скорости и направлению.

В качестве буксируемых радиолокационных ловушек могут [20] использоваться металлические сети, пассивные или активные рассеиватели, буксируемые самолетами на длинных тросах. Ловушка может исполнить свою роль, если она не выделяется на экране РЛС по угловым координатам.

Будучи привязанной к носителю, ловушка будет иметь по существу ту же самую скорость и доплеровскую частоту. Этого достаточно, чтобы создать желаемый имитационный или шумовой сигнал с эффективной мощностью, достаточной чтобы быть захваченным следящими стробами угрожаемого средства. Однако буксируемая ловушка всегда сталкивается с проблемой перекрытия по углам.

Удаление буксируемой ловушки от самолета в основном [20] определяется разрешающей способностью подавляемой системы по скорости и углу (рис.42).

Условие неразрешения самолета и ловушки по углу:

,

где - разрешающая способность подавляемой РЛС по углу, q – ракурс ловушки.

Буксируемая ловушка очень эффективна против полуактивных ракетных систем, поскольку создаваемая ею эффективная мощность достаточна для обеспечения соответствующей защиты против большинства используемых в настоящее время систем

Буксируемые ловушки вероятно менее эффективны против ракет с командным наведением, так как оператор таких систем может легко отличить самолет от ловушек. В общем случае трудно обеспечить буксируемую ловушку высокой эффективной мощностью, достаточной для того, чтобы заставить РЛС командного управления ракетой перейти в режим сопровождения по помехе. Другой проблемой буксируемой ловушки является ее потенциальная неприемлемость для пилотов, которые вынуждены мириться с ухудшением аэродинамики самолета и принимать это во внимание при совершении маневрирования.

Сбрасываемые (расходуемые) ловушки не имеют двигателей и представляют собой активные или пассивные рассеиватели электромагнитной энергии. В частном случае ловушкой может быть пачка, ракета или снаряд, начиненные дипольными отражателями.

Эти системы РЭП базируются на выбросе малогабаритных объектов, полезная нагрузка которых позволяет генерировать имитирующие сигналы с целью перенацеливания следящих стробов угрожаемой системы.

Две проблемы, которые при этом должны быть решены, связаны с доплеровской частотой и продолжительностью их эффективного действия.

Доплеровская проблема может быть решена путем излучения в направлении ловушки соответствующим образом рассчитанной частоты, которая должна излучаться, чтобы увести стробы скорости противосамолетной ракеты, или соответствующим образом откорректированной непосредственно на борту ловушки.

Вторая проблема заключается в том, что после выброса расходуемой ловушки очень трудно поддерживать долго ее эффективность, так как она будет тотчас же отделяться от самолета. Поэтому перед ее пуском необходимо быть уверенным, что ракета уже приближается и находится на правильной дальности. При отсутствии этой информации необходимо запускать расходуемые ловушки через определенные интервалы, начиная с момента обнаружения непрерывного излучения, по всей вероятности являющемся облучением полуактивной ракеты. С этой целью самолет должен быть оснащен большим количеством ловушек.

Для того, чтобы увеличить эффективность этих устройств, разработаны системы, базирующиеся на выбросе активных ловушек в направлении приближающейся ракеты, что увеличивает продолжительность их эффективного действия.

В любом случае должны быть решены проблемы по развязке принимаемых и излучаемых сигналов на столь малом объекте, каким является ловушка.

Защита морских и воздушных носителей должна быть различной вследствие ряда принципиальных особенностей:

• при защите воздушных носителей с помощью внебортовых систем РЭП необходимо, прежде всего, преодолеть проблему имитации доплеровской частоты отраженного сигнала от самолета. Поскольку почти все противосамолетные системы используют мощные доплеровские фильтры, система РЭП, не способная обеспечить вхождение сигнала помехи в доплеровский фильтр, является неэффективной.
• в случае защиты морских объектов основной проблемой, требующей разрешения, является создание сигнала с соответствующей эффективной мощностью, способной замаскировать высокую ЭПР корабля. Требуемая эффективная мощность может быть получена либо с помощью усиления антенны, либо с помощью высокочастотной мощности, генерируемой ЛБВ. Однако в первом случае весьма сомнительно, что ложная цель ограниченного размера сможет нести очень направленную антенну и бортовую систему ее наведения. В последнем случае, с другой стороны, ложная цель должна нести довольно тяжелую нагрузку, состоящую из электронных схем, мощного источника питания и ЛБВ с соответствующей системой охлаждения.

Если ложная цель представляет собой буксируемый бакен, весовых проблем не возникает, но остается проблема с ее правдоподобием, поскольку противокорабельные ракеты обладают высоким разрешением по дальности.

Если угроза состоит из двух ракет, то можно предположить, что ловушка может быть разрушена первой ракетой; в этом случае наличие второй буксируемой ловушки в соответствующем месте будет решающим.

Применительно к выбрасываемой морской ловушке, кроме проблемы, связанной с ограниченностью объема и веса для размещения полезной нагрузки, должны быть разрешены проблемы, связанные с кинематикой ракетной ловушки и ее правдоподобием. Ловушка должна выбрасываться в соответствующий момент времени, чтобы привлечь внимание противокорабельной ракеты и отклонить ее на курс, не представляющий угрозы для корабля.

В этом случае также должна быть рассмотрена дополнительная проблема, создаваемая скоординированным пуском двух противокорабельных ракет.

По принципу действия радиолокационные ловушки подразделяются на пассивные ловушки, осветительные ракеты, активные системы.

Пассивные ловушки [10]. Основная идея, подчеркивающая целесообразность использования пассивных ловушек, заключается в простоте выбрасываемого устройства, способного создавать радиолокационный образ (сигнатуру), для военных систем противника, аналогичный сигнатуре носителя, подлежащего защите.

Применительно к морской ситуации следует упомянуть уголковые отражатели, которые могут быть надувными, располагаться подобно бакенам, быть буксируемыми или в свободном движении.

Одним из первых методов радиопротиводействия РЛС являлось рассеивание дипольных отражателей. Диполи могут использоваться как для создания коридоров скрытного проникновения объектов, так и для самозащиты носителей, выбрасывающих их. При использовании диполей для самозащиты наиболее широко используемыми методами являются методы перенацеливания и маскировки.

При перенацеливании стараются создать ложные цели с расположением, отличающимся от положения защищаемого носителя (рис.43). Основная цель при этом - ввести в заблуждение систему захвата цели РЛС сопровождения. В основном диполи выбрасываются согласованно после того, как с помощью передатчика помех достигнут срыв режима сопровождения или перед захватом цели ракеты.

Маскировка включает в себя распределение диполей в элементе разрешения РЛС, где находится цель. Это может использоваться, когда ЭПР, создаваемая диполями, много больше, чем ЭПР носителя.

Положительной стороной дипольных помех [10] является простота и легкость их создания. Отрицательной стороной такой защиты самолета является то, что при выбросе дипольные отражатели почти мгновенно замедляют скорость перемещения. Этот недостаток может быть частично устранен, если перед выбросом дипольных отражателей пилот сманеврирует таким образом, что создастся очень низкий доплеровский сдвиг частоты отраженного от самолета сигнала относительно РЛС.

Применительно к морской ситуации отрицательной стороной является требование создания более высокой ЭПР ложной цели с помощью диполей, чтобы защитить большие объекты (корабли).

Рис.4 Перенацеливающие (отвлекающие) диполи

Для РЭП оптикоэлектронных средств применяются тепловые (пиропатроны, противоинфракрасные снаряды и др.) и оптические ловушки (макеты объектов), предназначенные для отвлечения на себя ракет, авиационных бомб с системами самонаведения.

Очень хорошим средством радиопротиводействия средствам вооружения с ИК наведением являются [10] пуски осветительных ракет (рис. 44).

Рис.44. Пуски осветительных ракет

Осветительные ракеты содержатся в специальных патронах, обычно складируемые в тех же самых пусковых устройствах, которые используют для выброса дипольных отражателей. После выброса они могут в течение нескольких секунд генерировать излучение с интенсивностью более высокой, чем защищаемый объект. Ракета увлекается светящейся ракетой и наводится на нее, забывая об истинной цели.

Проблемой противодействия данного типа является то, что защищаемый объект не может нести неограниченное количество патронов, поскольку неизвестно, приближается ракета или нет и неизвестно, когда следует пускать осветительные ракеты.

Для разрешения отмеченной проблемы можно использовать систему предупреждения о пуске ракеты или систему предупреждения о приближении ракеты.

Активные системы. Основной целью таких систем является перенацеливание угрожаемого средства на ложную цель, выбрасываемую с защищаемого носителя, путем рассеяния сигнала, подобного отраженному, но более притягательного, чем отраженный сигнал от истинной цели, или путем создания столь сильной шумовой помехи, что приводится в действие помехозащита и РЛС переходит в режим сопровождения помех. К активным системам помимо прочих относят наземные ложные цели-ловушки, представляющие собой мощные источники рассеяния энергии радиоволн. Установленные на некотором удалении от защищаемых объектов, они могут отвлекать на себя управляемые ракеты с радиолокационными ГСН.

9. Противорадиолокационная маскировка

9.1. Методы противорадиолокационной маскировки объектов

Следуя хорошо известному принципу, что наилучшей защитой [10] является устранение обнаружения, защищаемый воздушный или морской объект должен в первую очереди минимизировать свою заметность (видимость) по отношению к поисковым системам противника, которые могут быть радиочастотного (РЧ), инфракрасного (ИК) и оптического типа.

Для снижения радиолокационной заметности могут [10] использоваться следующие методы:

использование поглощающих материалов;

• использование композитных материалов;
• уменьшение острых кромок, неровностей поверхности и уголковых отражателей;
• отклонение отраженных сигналов в сторону от направления на РЛС;
• отклонения отражений в соответствующие направления;
• устранение уголковых переходов;
• снижение ЭПР антенны;
• радиопоглощающие композитные материалы.

Эти методы направлены на снижение ЭПР защищаемого объекта.

9.2. Снижение ЭПР путем выбора формы отражающего объекта [4]

Значение ЭПР во многом определяется формой объекта, а также соотношением его геометрических размеров и длины волны [45]. Так, установлено, что наименьшую ЭПР имеет конус при его облучении со стороны вершины.

По соотношению геометрических размеров объекта и длины падающей волны цели разделяются на 3 группы:

1. цели с размерами много меньше длины волны (l<<),
2. цели с размерами одного порядка с длиной волны (l),
3. цели с размерами много больше длины волны (l>>).

При l<< ток, наводимый падающим полем на поверхности тела, имеет одинаковую фазу по всей поверхности. В этом случае форма объекта и наличие малых по сравнению с максимальным размером цели lmax частей не влияет на значение ЭПР. Таким образом, мы можем заменить тело элементарным диполем размером lmax.

ЭПР такого диполя [4]

. (57)

Такое же значение ЭПР имеет куб с размером ребер lmax. Если обозначить объем куба V, то из выражения (57) получим

. (58)

Формула (58) показывает, что для рассматриваемой группы целей ЭПР зависит лишь от объема объекта.

Если l, то характерным является осциллирующая зависимость ЭПР от длины волны. Цель имеет максимальную ЭПР при lmax= 0,5.

При l>> имеет место оптическое рассеяние. Оно порождается поверхностными токами, наводимыми падающей волной на многочисленных элементах цели. Каждый элемент вносит свой вклад в суммарную ЭПР цели, значение которой определяется по формуле [4]

(59)

где S – часть освещенной поверхности тела; dS’ – проекция элемента поверхности dS на плоскость, нормальную к направлению падения волны, r–разность хода лучей в точке приема от двух элементов поверхности S.

ЭПР зависит от кривизны тела. Для плоских объектов характерно отсутствие зависимости ЭПР от длины волны.

Плоская поверхность имеет ЭПР, обратно пропорциональную квадрату длины волны:

, (60)

где S – площадь поверхности.

В оптической области рассеяния (l>>) плоские поверхности, нормальные направлению падения волны, имеют значительные ЭПР. Так, при  = 10 см и S = l м2 получим = 1,25·103 м2.

Все реальные цели (самолеты, танки, корабли и др.) имеют сложную геометрическую форму. Отраженный от таких объектов сигнал представляет собой векторную сумму элементарных полей , создаваемых отдельными характерными частями цели

, (61)

где rn – расстояние от n-ro отражающего элемента, создающего в раскрыве приемной антенны поле .

Выражение (61) показывает, что суммарная ЭПР сложной цели зависит от длины волны .

Основной вклад в суммарное поле E вносят поля сигналов, отраженных от так называемых блестящих точек цели.

Блестящими точками (областями) цели являются части выпуклых поверхностей, различные стыки, сочленения и другие элементы, действующие как пассивные рассеиватели. Положение блестящей точки на цели зависит от направления паления волны к поверхности цели.

Из-за большого вклада в ЭПР объекта блестящих точек часто можно заменить цель её эквивалентом, составленным только из блестящих точек. Очевидно, что для снижения радиолокационной заметности объекта необходимо по возможности заменять участки тела с резкими переходами на элементы с малыми радиусами кривизны (удалить кромки) и с двойной кривизной, а плоские участки тела развернуть так относительно предполагаемого направления падения волны на цель, чтобы зеркально-отраженные лучи не возвращались обратно в антенну РЛС.

9.3 Противорадиолокационные покрытия

Противорадиолокационными покрытиями (ПРЛП) называются материалы (со специальными химическими и физическими свойствами), предназначенные для нанесения на маскируемые объекты в целях существенного снижения ЭПР или искажения характеристик отраженного поля [4]. Принцип действия ПРЛП основан на явлениях интерференции, дифракции и поглощения волн в материалах, имеющих сложную физическую и химическую структуру. В настоящее время известны следующие виды ПРЛП [4]:

1) интерференционные,

2) поглощающие,

3) неотражающие структуры,

4) комбинированные.

9.4. Интерференционные покрытия

Действие интерференционных покрытий основано на эффекте снижения интенсивности отражённой энергии ЭМВ за счёт интерференции нескольких когерентных пучков волны, прошедших различные расстояния от облучателя к приёмнику. В результате суммирования таких пучков получается интерференционная картина. Расстояния между максимумами и минимумами интерференционной картины в дальней зоне велико. Таким образом удаётся ослабить отражённый сигнал в направлении минимумов интерференционной картины.

Различают два основных вида интерференционных покрытий: двухлучевые и многолучевые.

В основе конструирования двухлучевых покрытий лежит явление двухлучевой интерференции. Рассеяние от этих покрытий формируется за счет интерференции луча, отраженного от внешней границы раздела, и луча, отраженного от границы раздела «покрытие – объект» (рис.45,а). Антенная система Ан фокусирует луч в точке Р. За счет интерференции двух монохроматических волн Е1 и Е2, отличающихся постоянной фазой , интенсивность IР результирующего поля зависит от разности фаз :

, (62)

где – интенсивности интерферирующих пучков (косые скобки означают усреднение по времени);

. (63)

а б

Рис.45. К пояснению принципов действия интерференционных покрытий: а – двухлучевого; б – многолучевого

В выражении (63) п1 – коэффициент преломления покрытия; 0 – длина волны в свободном пространстве; h – толщина покрытия; ' – угол преломления.

При нормальном падении ('=0) минимум интенсивности переизлучаемой волны имеет место при =(2m+1), т = 0, 1, 2, т. е. при толщине покрытия

. (64)

Минимальная толщина эффективно действующего покрытия

hmin= /4n1.

Под многолучевым интерференционным покрытием понимается [4] однослойная или многослойная структура одинаковой толщины, переотражающая поле, состоящее из суммы пучков, испытавших многократное отражение (рис.45,б). Все отраженные лучи С1,С2,..., Ср порождены падающим лучом S1 и после отражения взаимно параллельны.

На рис.46 штриховой линией показаны диаграмма рассеяния металлической пластины, а сплошной линией – диаграмма рассеяния той же пластины, защищенной интерференционным покрытием. Из рисунка видно, что в направлении падения волны отражение отсутствует [4]. Однако в других направлениях интенсивность отраженных сигналов может быть значительной. Это является недостатком, ограничивающим применение интерференционных покрытий при решении задач ПРЛМ объектов, обнаружение которых возможно многопозиционными радиолокационными системами. Другим недостатком интерференционных покрытий является их малая диапазонность.

Рис.46. Диаграммы рассеяния металлической пластины (штриховая линия) и металлической пластины с интерференционным покрытием (сплошная линия)

Хорошими диапазонными свойствами обладают многослойные покрытия типа «слоеный пирог» [4]. В этих покрытиях удается достигнуть их полного согласования со свободным пространством на нескольких частотах. Для двухслойного покрытия (два диэлектрических слоя и две резистивные пленки) полное согласование достигается на двух частотах. Толщина обоих слоев h1 и h2 и их диэлектрические проницаемости 1 и 2 выбираются из условия обеспечения заданной диапазонности.

В качестве интерференционных покрытий могут применяться металлические сети, помещенные на расстоянии четверти длины волны от защищаемого объекта, или диэлектрический материал толщиной /4, нанесенный на металлическую поверхность. Подобные покрытия применяют для маскировки от радиолокационного обнаружения устройств, обеспечивающих работу двигателей под водой, от перископов подводных лодок и других объектов.

9.5. Поглощающие (градиентные) покрытия

Принцип действия поглощающих покрытий основан на преобразовании в них энергии падающей волны в тепловую или другие виды энергии.

Форма поверхности поглощающего покрытия также должна обеспечивать плавность изменения его структуры от внешней границы к внутренней. Наиболее распространенной является поверхность в виде пирамид и конусов (рис.47). Чем меньше /L и Т/, тем лучше согласование. Коэффициент отражения экспоненциально уменьшается с ростом . Однако за счет интерференции волн, отраженных от неоднородностей, могут иметь место осцилляции этой зависимости.

Поглощающие покрытия имеют большую толщину, т.к. должны обеспечивать изменение магнитной и диэлектрической проницаемости от значений r=r=1 на внешней границе покрытия до значений n(z) и n(z), обеспечивающие полное поглощение падающих волн в толще покрытия, причём эти изменения должны происходить на интервале, большем длины волны.

Рис.47. Одна из форм поверхности поглощающего покрытия

Примером градиентного материала с пирамидальной формой поверхности может служить поглотитель ECCOSORB VHP-NRL (рис.48) это прочный, пирамидальной формы, углеродсодержащий уретановый пенообразный поглотитель

Рис.48. РПМ ECCOSORB VHP-NRL

Eccosorb VHP является предпочтительным решением для антенных измерений, оборудования безэховых камер благодаря отличным характеристикам в СВЧ диапазоне. В первую очередь предназначен для поглощения энергии фронтально, т.е. когда направление излучения нормально к поглощающему элементу, но также показывает хорошие характеристики при направлении излучения, отличном от нормального к плоскости расположения поглощающих элементов. Именно поэтому ECCOSORB VHP-NRL хорошо подходит для использования во всех областях безэховых камер. Имеются поглощающие элементы различных геометрических размеров, что дает возможность выбирать их в зависимости от конструкции камеры, частот и направления облучения.

Зависимость коэффициента отражения от частоты поглотителей ECCOSORB VHP-18-NRL (кривая  1), VHP-26- NRL (кривая  2),VHP-36- NRL (кривая  3), VHP-45- NRL (кривая  4) приведена на рис.49.

Рис.49. Частотная зависимость коэффициента отражения от частоты

Примером использования материала ECCOSORB VHP-18-NRL  может служить БЭК ЦКП «Прикладная электродинамика и антенные измерения», созданного при кафедре АиРПУ ТТИ ЮФУ

Рис.50 Безэховая камера ЦКП «Прикладная электродинамика и антенные измерения»

Фигурная поверхность покрытия позволяет увеличить площадь соприкосновения покрытия со свободным пространством. Для увеличения количества отражений угол при вершине пирамид должен быть 30…90° [19]. Хорошие поглощающие свойства покрытия достигаются путем добавления в диэлектрические материалы угольной пыли (сажи).

Радиопоглощающие покрытия, состоящие из градиентных материалов [4, 19, 20], представляют собой конструкцию, состоящею из основы и наполнителя. В качестве основы используются неметаллические вещества, такие, как стеклотекстолит, пенопласт, различные каучуки. Наполнителями служат магнитные (никель-цинковые ферриты, порошковое карбонильное железо и пр.) и немагнитные (порошок графита, угольная и ацетиленовая сажа пр.) материалы.

Поглощение энергии повышайся, если концентрация наполнителя в поглощающем материале увеличивается от внешней поверхности к основанию. Это достигается либо специальной технологией пропитки основы поглотителем, либо изготовлением многослойных материалов, где концентрация поглотителя постепенно возрастает. Чтобы на границах слоев не возникло паразитного отражения, не должно быть резкого изменения и при переходе от слоя к слою.

Применение многослойных покрытий расширяет их диапазонность. Толщина материала определяет диапазон частот, в котором происходит поглощение энергии. Верхний (входной) слой градиентных радиопоглощающих материалов обычно состоит из материалов, имеющих диэлектрическою проницаемость, близкую к единице, для обеспечения согласования с электрическими параметра ми свободного пространства.

Радиопоглощающие покрытия обладают относительно небольшой диапазонностыо и значительной массой, что ограничивает их массовое применение. В связи с этим покрытия наносят в основном на те части боевой техники, которые в наибольшей степени отражают ЭМВ (блестящие точки).

Малоподвижные или неподвижные объекты и сооружения (здания, мосты, корабли) могут покрываться для снижения ЭПР широкодиапазонными поглощающими покрытиями из пористого каучука, смешанного с угольной пылью, или из пенополистирола, покрытого угольной пленкой. Такие материалы имеют шероховатую поверхность, в результате чего интенсивность отражения мало зависит от угла падения. Их коэффициент отражения не превышает 1 % по мощности.

Здания можно маскировать, покрывая стены пористым бетоном с примесью графита или многослойными материалами, имеющими поры и зерна различной величины. Размеры зерен постепенно уменьшаются от 20 до 1,0 мм.

Большое внимание уделяется исследованию плазмы как поглощающей среды энергии электромагнитных волн. Делались попытки создать специальные радиопоглощающие краски и ткани. В Канаде, например, изготовлена краска, предназначенная для покрытия ракет и самолетов, но при испытаниях она оказалась недостаточно эффективной. В ФРГ разработана радиопоглощающая ткань, из которой изготавливают маскирующее полотно, имеющее слоистую сетчатую структуру. Ячейки ткани наполнены графитовым порошком вместе со связующей массой. Ткань состоит из трех пли пяти слоев, имеющих различные размеры ячеек. Полотнищами такой ткани предполагается маскировать от радиолокационного и визуально-оптического обнаружения танки, орудия, ракетные установки, самолеты и другую военную технику.

9.6. Неотражающие структуры

Неотражающие структуры могут быть построены на базе антенных решеток, конструкций с большим числом дифракционных элементов и неотражающих проводящих поверхностей сложной формы. Они формируют диаграмму рассеяния с минимумом в направлении приема.

Простейшим неотражающим устройством может служить противорадиолокационный экран из проводящего материала, устанавливаемый наклонно к направлению прихода волны. Максимум переотраженной энергии направлен в сторону от источника излучения. В обратном направлении имеет место лишь незначительное излучение за счет дифракционных явлений второго и более высоких порядков.

Другим известным неотражающим устройством является про водящее тело с вырезанными в нем канавками глубиной четверть длины волны (рис.51). Если ступеньки имеют высоту, кратную целому числу полуволн, то такая структура отражает волны, как идеальное зеркало, когда электрический вектор перпендикулярен ребру ступеньки (нормальное падение).

Рис.51. Конструкция неотражающей структуры с вырезанными канавками

Минимум отраженной энергии для волн с произвольным положением плоскости поляризации может быть получен при применении ребристой структуры, у которой углубления и ступеньки чередуются в шахматном порядке (две системы взаимно ортогональных канавок). Хорошие результаты получаются, когда на отражающей поверхности в шахматном порядке располагаются дифракционные элементы с полусферической головкой (рис.52). Такое покрытие имеет лучшие диапазонные характеристики за счет расположения дифракционных элементов на различной высоте от подложки.

Малую массу и габариты имеют резонансные покрытия, являющиеся комбинацией антенных решеток и интерференционных многослойных покрытий [4].

Рис.52. Конструкция неотражающей структуры с дифракционными элементами с полусферической головкой

В многослойном интерференционном покрытии роль поглотителя играет резистивная пленка, которая может быть заменена решеткой из диполей, нагруженных на резисторы. Для расширения диапазонных свойств покрытия применяют набор диполей разной длины. Диполи располагают на различных расстояниях от отражающей поверхности. Применение двух взаимно перпендикулярных решеток исключает зависимость отражающей способности структуры от поляризации падающих волн.

Неотражающие структуры имеют те же достоинства и недостатки, что и интерференционные покрытия [4].

9.7. Покрытия на эффекте полного прохождения волны во вторую среду

Этот тип покрытий основан на свойстве некоторых материалов не отражать волны, падающие под углом, называемым углом Брюстера (рис.53).

Рис.53 Эффект полного прохождения электромагнитной волны во вторую среду

Коэффициент отражения R зависит от поляризации падающей волны. Для компонентов вектора Е, ориентированных перпендикулярно (E) и параллельно (EII) плоскости падения, значения коэффициента отражения определяются выражениями [37]:

,(65)

. (66)

При совпадении плоскости поляризации с плоскостью падения, под которой понимается плоскость, определяемая вектором Пойнтинга и нормалью к границе раздела, отражение будет отсутствовать. Поэтому согласно выражению (65) условие отсутствия отражений имеет вид [37]

. (67)

Условие (67) означает, что отраженный и преломленный лучи взаимно перпендикулярны (рис.53), при этом волна полностью переходит во вторую среду (покрытие). Физически это объясняется тем, что поле падающей волны вызывает колебания электронов в атомах покрытия. Электроны колеблются в направлении электрического вектора, распространяющегося в покрытии.

Молекулярные диполи ориентируются в направлении, перпендикулярном направлению распространения. Они порождают вторичную (отраженную) волну. Так как возбужденный электрический диполь (колеблющийся электрон) не излучает вдоль своей оси, то в зеркальном направлении отсутствует поток энергии.

Найдем угол Брюстера 0. Приравняем к нулю числитель в первой формуле [37]:

, (68)

откуда

. (69)

В отличие от рассмотренного случая угол Брюстера при перпендикулярной поляризации существует не для всех сред. Например, у немагнитных диэлектриков (1=0) он отсутствует.

Плоские волны с круговой и эллиптической поляризацией, имеющие в своем составе обе ортогональные компоненты и , отражаются. Однако при отражении существенно меняется соотношение между компонентами и . Если на покрытие под углом Брюстера падает волна с круговой поляризацией, то отраженная волна становится линейно-поляризационной (=0, 0).

Покрытие будет эффективным, если подбирать соответствующим образом угол его установки, зная заранее возможный угол падения волны и угол Брюстера покрытия. Путем соответствующей установки противорадиолокационных щитов и матов можно повысить эффективность покрытия.

ПРЛП находят широкое применение в различных радиотехнических устройствах. Они применяются для корректировки диаграмм направленности передающих и приемных антенн РЛС и других радиоэлектронных устройств. Широкое распространение ПРЛП нашли при создании безэховых камер, применяемых в радиотехнических измерительных комплексах.

Для исключения зависимости диаграмм рассеяния от поляризации элементы решетки должны иметь возможность принимать и переизлучать волны с любой поляризацией. С этой целью могут использоваться крестообразные диполи или спиральные антенны.

В качестве комплексных и активных нагрузок могут быть использованы комбинации диэлектрических, магнитных и резистивных пленок, наносимых на поверхность объекта.

9.8. Малозаметный самолет типа "Стелс"

Самолет типа "Стелс" - это новая система оружия, способная в значительной мере снизить боевую эффективность рубежа ПВО на базе радиолокационной техники. При его создании используется ряд технических приемов (изложенных в данном подразделе), позволяющих достигнуть очень низкой ЭПР - настолько низкой, что самолет типа "Стелс" называют самолетом – невидимкой [10, 45].

Средства обнаружения практически не в состоянии обнаружить самолет типа "Стелс". Его инструкция предусматривает использование материалов и методов, перечисленных на рис.. Они позволяют снизить до минимума уровни рассеянных и отраженных сигналов, а также сосредотачивать их по нескольким направлениям, отличным от направления на средства обнаружения.

По сравнению с другими методами стелс-технология позволяет добиться снижения ЭПР в 1000 раз и более с соответственным уменьшением дальности действия РЛС до 17% и менее.

В основе этой технологии лежат следующие принципы [10, 45]:

1. Использование радиопоглощающих материалов для покрытия тех металлических частей, которые вызывают интенсивное рассеяние, например, соединяющиеся кромки воздухозаборников турбинных двигателей.
2. Использование синтетических материалов, прозрачных для СВЧ излучения (например, углеродное волокно), для изготовления больших поверхностей (например, крыльев).
3. Придание такой конфигурации, которая обеспечивает минимальное рассеяние концентрацией по нескольким направлениям, отличным от направления прихода (например, кромки с минимально допустимыми наклонами, отсутствие двугранных элементов, которые могут вести себя как уголковые отражатели, почти идеал! но гладкие переходы между различными поверхностями).
4. Использование материалов зеркального типа с целью избежать эффектов уголковых отражателей; например, введение очень тонких металлических нитей в прозрачный материал фонаря кабины экипажа.
5. Применение активных систем для снижения ЭПР.
6. Снижение заметности в ИК области спектра и маскировка труб выпуска газов посредством установки их в верхней части фюзеляжа.
7. Размещение средств поражения и средств РЭП внутри самолета.

На рис.54 приведен первый в мире самолет-невидимка F-117, разработанный по технологии «Стелс» с учетом перечисленных выше принципов.

Рис.54. Самолет F-117А

Значительное уменьшение дальности действия РЛС в результате применения стелс-технологии ставит перед ПВО серьезные проблемы. Проблема заключается не только в снижении уровня сигнала (ее можно решить посредством повышения чувствительности приемника), но также и в том, что в виду экстремально малой ЭПР самолет становится трудно отличить от насекомых и птиц. Если, к тому же, имеются мешающие отражения, то выигрыш в отношении сигнал-шум у устройств СДЦ необходимо повысить на 30 дБ, чтобы обнаружить столь малую цель, что может оказаться невозможным. Более того, рубежи обороны должны, как правило, перекрывать друг друга, а уменьшение дальности действия в результате уменьшения ЭПР приводит к образованию коридоров, через которые самолеты типа "Стелс" может беспрепятственно проникать и подходить близко к цели (рис.55). Чтобы восстановить непрерывную линию обороны (зоны, покрываемые РЛС соприкасаются), число РЛС в системе ПВО, по-видимому, должно быть увеличено в 4 или 5 раз, а чтобы восстановить прежнюю зону действия (с перекрытием (см.рис.55)), число РЛС должно быть увеличено в 16  25 раз [10].

Рис.55. Зона действия РЛС сокращается из-за малой ЭПР самолетов типа "Стелс", в результате его появляются серьезные бреши в системе ПВО

Это верно, если ЭПР самолета уменьшена одинаково во всех направлениях. Как правило, значительного снижения ЭПР удается добиться только в узком секторе углов в передней полусфере (прим. автора).

В виду малой ЭПР самолетов типа "Стелс" также упрощается проблема их индивидуальной защиты, так как можно использовать передатчики помех с более низкой эффективной мощностью излучения.

Литература

1. Шлезингер Р.Дж. Радиоэлектронная война/ Перевод с англ. А.Б. Андреева и И.М. Верещагина; под ред. А.М. Пархоменко.– М.: Воениздат, 196– 320 с.
2. Бартон Д., Вард Г. Справочник по радиолокационным измерениям/ Пер с англ. под ред. М.М. Вейсбейна. – М.: Сов. Радио 1976.– 392 с.
3. Перунов Ю.М., Фомичев К.И., Юдин Л.М. Радиоэлектронное подавление информационных каналов систем управления оружием/ Под ред. Перунова Ю.М. – М.: Радиотехника, 200– 416с.
4. Основы теории радиоэлектронной борьбы/ Под ред. Николенко Н.Ф. – М., 1987.– 352 с.
5. Цветнов В.В., Демин В.П., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиоразведка и радиопротиводействие. – М.: МАИ, 1998.– 248 с.
6. Цветнов В.В., Демин В.П., Куприянов А.И. Радиоэлектронная борьба: радиомаскировка и помехозащита.– М.: МАИ, 1999.– 240 с.
7. Атражев М.П., Ильин В.А., Марьин Н.П. Борьба с радиоэлектронными средствами. – М.: Воениздат, 1972.– 278 с.
8. Защита радиолокационных систем от помех/ Под ред. А.И.Канащинкова, В.И.Меркулова. – М.: Радиотехника, 200– 416 с.
9. Вартанесян В.А. Радиоэлектронная разведка. – М.: Воениздат.– 1993 (1975), 278 (255) с.
10. Фелиппо Нери. Введение в системы радиоэлектронной защиты. – М.: ОНТИПИ ФГУП ЦНРТИ, 200– 358 с.
11. Небабин В.Г., Сергеев В.В. Методы и техника радиолокационного распознавания. – М.: Радио и связь, 1984.– 152 с.
12. Бенжамин Р. Анализ радио- и гидролокационных сигналов (структура, разрешение и обработка сигналов в радио- гидролокационных и других системах)/ Перевод с англ. О. Казакова и А. Лившиц; под ред. И.Е. Овсиевича. – М.: Воениздат, 1969.– 256 с.
13. Соненберг Г.Д. Радиолокационные и навигационные системы/ Пер. с англ.– Л.: Судостроение, 1982.– 400 с.
14. Военно-исторический труд. К 100-летию радиоэлектронной борьбы. Основные этапы развития 19042004/ Под общей ред. Осина А.В. – Воронеж, 2004.– 440 с.
15. Служим военно-морскому флоту. Таганрогский научно-исследовательский институт связи/ Под ред. Э.В.Чекрыгина.– Ростов-на-Дону: Изд. ООО «Южный издательский дом», 2006.– 328 с.
16. Майзельс Е.Н., Торгованов В.А. Измерение характеристик рассеяния радиолокационных целей/ Под ред. М.А. Колосова. – М.: Сов. Радио, 1972.– 232 с.
17. Кремер И.Я., Владимиров В.И., Карпухин В.И. Модулирующие (мультипликативные) помехи и прием радиосигналов/ Под ред. И.Я. Времера. – М.: Сов. Радио, 1972.– 480 с.
18. Абчук В.А., Суздаль В.Г. Поиск объектов. – М.: Сов. Радио, 1977.– 336 с.
19. Палий А.И. Радиоэлектронная борьба: (Средства и способы подавления и защиты радиоэлектронных систем). – М.: Воениздат, 1981.– 320 с.
20. Вакин С.А., Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиоэлектронной разведки. – М.: Сов. Радио, 1968.– 448 с.
21. Современная радиоэлектронная борьба. Вопросы метрологии / Под ред. В.Г. Радзиевского. – М.: Радиотехника, 2006.– 424 с.
22. Радзиевский В.Г., Сирота А.А. Теоретические основы радиоэлектронной разведки. – М.: Радиотехника, 2004.– 432 с.
23. Вопросы перспективной радиолокации. Коллективная монография / Под ред. А.В. Соколова. – М.: Радиотехника, 200– 512 с.
24. Модели технических разведок и угроз безопасности информации. Коллективная монография / Под ред. Е.М.Сухарева. Кн.3 –М.: Радиотехника, 200– 144 с.
25. Общесистемные вопросы защиты информации. Коллективная монография/ Под ред. Е.М.Сухарева. Кн.1. – М.: Радиотехника, 200– 296 с.
26. Ананьин Э.В., Ваксман Р.Г., Патраков Ю.М. Методы снижения радиолокационной заметности //Зарубежная радиоэлектроника. 1994. №4-5. С. 5-21.
27. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике для научных работников и инженеров. – М.: Наука, 1970.– 720 с.
28. Баскаков С.И, Радиотехнические цепи и сигналы: Учебник. – М.: Высш. Школа, 198– 536 с.
29. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. М. Радио и связь, 1984.
30. Ветлинский В.Н., Ульянов Г.Н. Многоцелевые РЛС.– М.: Воениздат, 1975.
31. Кобак В.О. Радиолокационные отражатели. – М.: Сов. радио, 1975.– 248с.
32. Эффективная площадь отражения сложных радиолокационных объектов (тематический выпуск)// ТИИЭР. 1989. Т.77. №5.
33. Лагарьков А.Н., Погосян М.А. Фундаментальные и прикладные проблемы стелс-технологий//Вестник российской академии наук. 200 Т.7 №9. С.848.
34. Захарьев Л.Н., Леманский А.А. Рассеяние волн «черными» телами. – М.: Сов. Радио, 1972. –288с.
35. Ландау Л.Д., Лифшиц Е.М. Теория поля. – М.: Физматгиз, 1960. –190с.
36. Уфимцев П.Я. Дифракция электромагнитных волн на черных телах и прозрачных пластинах//Изв. Вузов. Радиофизика. 1968. Т.11. №6. С.912.
37. Марков Г.Т., Чаплин А.Ф. Возбуждение электромагнитных волн. –М.-Л., Энергия, 1967.
38. Банков С.Е., Курушин А.А. Расчет излучающих структур с помощью FEKO. М.:ЗАО «НПП «Родник», 2008.248с.
39. Справочник по антенной технике: Справочник в 5т. Т.1./Л.Д.Бахрах, Л.С.Бененсот, Е.Г.Зелкин др.; Под ред. Я.Н.Фельда, Е.Г.Зелкина  М.: ИПРЖР, 1997.—256 с.
40. Куприянов А.И., Сахаров А.В. Теоретические основы радиоэлектронной борьбы: Учебное пособие/А.И.Куприянов, А.В.Сахаров. М.: Вузовская книга, 2007.-356c.
41. Привалова Т.Ю., Юханов Ю.В. Рассеяние плоской волны на двумерной модели решетки Ван-Атта (Излучение и рассеяние электромагнитных волн. Радиоэлектронные системы локации и связи. Монография)/ Под ред. В.А.Обуховца. Антенны. 2007. Вып. 5 (120). С.23-28.
42. Привалова Т.Ю., Синявский Г.П., Юханов Ю.В. Анализ характеристик рассеяния двумерной решетки Ван-Атта // Электромагнитные волны и электронные системы. 2007. Т.12. № 5. С.58-65.
43. Привалова Т.Ю., Юханов Ю.В., Болов Р.Б. Дифракция плоской Е-поляризованной волны на решетке Ван-Атта // Труды международной научной конференции «Излучение и рассеяние ЭМВ ИРЭМВ-2009». Таганрог – Дивноморское, 26 июня – 2 июля 2009. С.83-87.
44. Привалова Т.Ю., Юханов Ю.В. Рассеяние плоской Н-поляризованной волны на решетке Ван-Атта с импедансным фланцем// Электромагнитные волны и электронные системы. 2009. Т.14. № 7. С.66-69.
45. Монин М.А., Ягудина И.М. Радиолокационная заметность самолетов (Обзор по материалам открытой иностранной печати)//М.: ЦАГИ, 1986. 257с.

Здесь и далее результаты расчетов ЭПР отражателей получены в НОЦ каф. АиРПУ ТТИ ЮФУ «Центр компьютерного моделирования и электронных САПР антенн и устройств СВЧ» с помощью пакета FEKO.

См. сноску на стр.211

См. сноску на стр.211

См. сноску на стр.211

Результаты расчетов получены в НОЦ каф. АиРПУ ТТИ ЮФУ «Центр компьютерного моделирования и электронных САПР антенн и устройств СВЧ».

Экспериментальные исследования характеристик уголка проведены в безэховой камере Центра коллективного пользования (ЦКП) «Прикладная электродинамика и антенные измерения» кафедры АиРПУ ТТИ ЮФУ. http://airpu.tsure.ru/mac/index_mac.php

http://www.eccosorb.com/products/85/ECCOSORB%20VHP

http://airpu.tsure.ru/mac/index_mac.php

PAGE \* MERGEFORMAT1

РАДИОЭЛЕКТРОННАЯ МАСКИРОВКА