Аперiодичний пiдсилювач безперервних коливань

Аперiодичний пiдсилювач безперервних коливань

Змiст

1. Особливостi пiдстлювачiв з СБ, СК та порiвняльний аналiз схем (каскадiв) пiдсилення

2. Порiвняльна оцiнка схем СЕ, СБ, СК

3. Особливостi пiдсилювачiв на унiполярному транзисторi та пiдсилювачiв потужностi на БТ

4. Особливостi пiдсилювачiв на БТ

5. Призначення елементiв схеми

6. Робота схеми

1. Особливостi пiдстлювачiв з СБ, СК та порiвняльний аналiз схем (каскадiв) пiдсилення

Схема з СК (емiтерний повторювач; повторювач напруги). Типова схема ЕП зображена на мал. 2.1.

Мал 2.2

Елементи Rб1, Rб2, Rе забезпечують потрiбний режим роботи по постiйному струму та його стабiлiзацiю; Rе навантажуi ланцюг емiтера та служить для видiлення пiдсиленого сигналу, що i одночасно опором ВЗЗ по змiнному струму.

Сф тАУзтАЩеднуi колектор по змiнному струму з загальним дротом. Особливiстю даного каскаду, визначаючою всi його властивостi i те, що напруга пiдсиленого сигналу, створена на Rе змiнним струмом емiтера Urе , повнiстю збiгаiться за фазою з вхiдним сигналом (див. Мал.2.2.),напруга Uбе буде рiвня рiзницi напруг вхiдного сигналу та Urе (вихiдного сигналу).

Uбе=Uвх -Urе ≈Uвх-Uвих

Тобто в схемi ЕП дii 100% ВЗЗ по змiнному струму, який й визначаi основнi характеристики даного пiдсилювача.

Коефiцiiнт пiдсилення напруги:

Kuеп= Uвих/Uвх≈Uвх-Uбе/Uвх=1-Uбе/Uвх <1

Оскiльки Uбе << Uвх то Kuеп≈1

Коефiцiiнт пiдсилення струму.

З-за того, що вхiдним струмом в схемi ЕП i струм емiтера, а вхiдним струм бази,то

Кiеп=РЖе/РЖб >>1≈-h21e

Коефiцiiнт потужностi

Kpen=Kien*Kuen ≈тАУh21e

100% Взз по струму, який маi мiсце в схемi ЕП, суттiво збiльшуi вхiдний та зменшуi вихiдний опiр каскаду.

Тобто ЕП (повторювач напруги) маi наступнi властивостi:

В· Не змiнюi фазу сигналу, пiдведеного до цого входу;

В· Не пiдсилюi вхiдний сигнал по напрузi (Ku≈1 ),але пiдсилюi по струму та потужностi;

В· опiр (Zвх>>1/g11e тАУ без врахування впливу базового дiльника) та малий вихiдний опiр;

В·

з урахуванням не перелiчених властивостей ЕП та в першу чергу високий вхiдний та малий вихiдний опiр його використовують для узгодження з малим опором.

З-за слабкого впливу змiн опору навантаження ЕП на його вхiдну проводимiсть ЕП можливо використовувати для розвтАЩязка нестабiльного навантаження вiд джерела коливань з високою стабiльнiстю.

Схема з загальною базою

Мал.2.3.

Варiант схеми зображений на мал. 2.3. з загальною базою. Призначення елементiв Rб1,Rб2,Rе,Rк,Cф,як i всхемi з СЕ. Сбл зтАЩеднуi базу з загальним дротом по змiнному струму.

Основна особливiсть даного пiдсилювача це те, що крiзь джерело пiдсилюiмого сигналу проходить змiнна складова струму емiтера, а вхiдним опором каскаду практично i опiр, переходу Б-Е, зашунтований опорами Rе та опором джерела вхiдного сигналу. Це обумовлюi дуже низький вхiдний опiр, значно менший нiж у схем з СЕ а тимпаче СК.

Вихiдним сигналом в данiй схемi i змiнна напруга ~URk ,створюватиме змiнним струмом Ik~ на Rk . Так як Ik~ i частиною Iе~ , який синфазний з напругою вхiдного сигналу Uвх , то вихiдний сигнал в схемi СБ спiвпадаi за фазою з вхiдним сигналом.

Схема СБ не пiдсилюi по струму, так як вхiдним струмом i струм емiтера Iе , а вихiдним тАУ менший за величиною струм колектора Ik ,то

Кiзб=Iвих/Iвх=Ik/Iе=Ik/Ik+Iб=1/1+Iб/Ik ≈1 (Ik>>Iб)

По напрузi схема СБ пiдсилюi навiть краще, нiж схема СЕ

К^зб_о=- g_21e/g_22e+1/R_k+1/R_n;

К^зб_о ≈ g_21e/1/R_k+1/R_n

К_о тАУ коефiцiiнт пiдсилення напруги в областi переднiх частот, де нерiвномiрнiсть АЧХ вiдсутня, а ii нормоване значення рiвне одиницi.

Вхiдна провiднiсть схеми з СБ в порiвняннi з схемами СЕ та СК велика та практично рiвна:

Y_вх ≈g_21e; g_21e >>g_11e g_21e >>g_22e

Тобто дана схема маi самий низький вхiдний опiр iз розглянутих схем: СБ, СК та СЕ.

Вхiдна провiднiсть схеми СБ такаж як й в схемi СЕ та рiвна :

Y_вих = g_22e

Коефiцiiнт пiдсилення потужностi приблизно рiвен коефiцiiнту пiдсилення напруги, так як схема СБ не пiдсилюi по струму

К_i^зб≈1

2. Порiвняльна оцiнка схем СЕ, СБ, СК

1. З розглянутих схем тiльки схема СЕ змiнюi фазу пiдсилюiмого сигналу на пiдсилювачi ( в областi середнiх частот);

2. Найбiльшими пiдсилювальними властивостями володii схема СЕ, у якого К_u^зе >> 1 та К_i^зе >> 1, в той час як К_u^зк <1 та К_i^зб<1;

3. Схеми СК та СБ мають бiльш широку смугу робочих частот в порiвняннi зi схемою СЕ, з-за того, що в цих схемах маi мiсце ВЗЗ;

4. Найбiльшим вхiдним опором володii схема з СК;

5. Найменшим вхiдним опором володii схема з СБ;

6. Найменшим вихiдним опором володii схема з СК;

7. Наймнший вихiдний опiр маi схема з СБ.

Кiлькiсна оцiнка розглянутих параметрiв приведена в таб. 9.1. (Л.1. с 383)

3. Особливостi пiдсилювачiв на унiполярному транзисторi та пiдсилювачiв потужностi на БТ

При використаннi польових транзисторiв (ПТ) для побудови схем пiдсилювачiв також, як i в випадку БТ, можливi три схеми iх пiдключення: з загальним витоком (ЗВ), загальним стоком (ЗС) та загальним Затвором (ЗЗ).

Основною особливiстю схем пiдсилювачiв на ПТ, i те, що розмiром струму вихiдного кола (кола стока) керуi змiнна напруга сигналу, дiюча на дiлянцi затвор-стiк, а не струм переходу Б-Е, як в схемах Пiдсилювачiв на БТ. Процеси в Пiдсилювачах на ПТ в багато в чому схожi з процесами в лампових пiдсилювачах.

Залежнiсть струму стоку вiд температури обумовлюi наявнiсть в схемi пiдсилювача на ПТ елементiв (кiл), температурноi стабiлiзацii точки спокою

З-за значно бiльшого (на декiлька порядкiв ε _з-в =10⁸ -10¹⁰ Ом) вхiдного опору ПТ в порiвняннi з БТ струм затвору в режимi спокою маi розмiр, яким можливо в бiльшостi випадкiв знехтувати.

Варiанти схем пiдсилювачiв на ПТ с керованим р-n переходом та каналом n- типу зображенi на мал.2.4

1. Схема з ЗВ та з витоковою температурною стабiлiзацiiю;

Схема з ЗС ( витоковий повторювач);

2. Схема з ЗЗ

В)

Мал 2.4.

В схемах ЗВ та ЗЗ опiр R₁ може бути вiдсутнiм, якщо розмiр опору R_в можна обрати таким, що забезпечуiться потрiбна напруга на дiлянцi затвор-виток.

Величина постiйного струму в схемах пiдсилювачiв на ПТ не залежно вiд схеми його включення проходить постiйний струм стоку, джерелом якого i джерело Е_в. Полярнiсть включення цього джерела визначаiться типом каналу, у ПТ з каналом р-типу на стiк подаiться вiдтАЩiмна напруга, а з каналом n-типу тАУ позитивна.

Проводячи порiвняльну оцiнку властивостей схем пiдсилювачiв на ПТ, не важко помiтити, що по таким параметрам, як впливна фазу пiдсилюiмого сигналу, коефiцiiнт пiдсилення, вхiдний та вихiдний опори, смугу робочих частот, неважко помiтити, що вона аналогiчна розглянутiй ранiше оцiнцi пiдсилювачiв на БТ.

4. Особливостi пiдсилювачiв на БТ

Коефiцiiнт корисноi дii (η) визначаiться виразом:

η =P_~/P_o= 2U_m*I_m/E*I_o=0,5*ξI_m/ I_o

ξ= U_m / E коефiцiiнт ЕС джерела живлення.

I_m, I_oтАУ вiдповiдно амплiтуда струму в навантаженнi, та постiйна складова струму вихiдного кола ПП.

Для отримання високого КПД елемент,що пiдсилюi необхiдно за можливiстю бiльш повно використовувати якi по напрузi, так й по струму.

Розрiзняють схеми однотактних та двухтактних ПП, трансформаторних та безтрансформаторних.

Елементи, що пiдсилюють в трансформаторних ПП найбiльш часто включають за схемою ЗЕ, володiючий бiльшим пiдсиленням потужностi. Вариант схеми однотактного трансформаторного транзисторного ПП зображено на мал.2.5.

Мал 2.5.

Призначення елементiв схеми ПП, кола струму бази та колектора тi ж, що й в схемi резистивного Пiдсилювача на БТ ( за виключенням трансформатора Тр ).

Трансформатор в схемi ПП виконуi наступнi функцii :

В· Виключаi проходження постiйноi складовоi струму колектора крiзь навантаження (розтАЩетАЩiднуi навантаження та вихiдне коло та вихiдне коло ПП по постiйному струму)

В· Трансформуi опiр нагрузки в розмiр, необхiдний для навантаження кола колектора по змiнному струму, тобто забезпечуi погодження вихiдного опору ПП з опором навантаження для отримання в навантаженнi максимальноi потужностi.

Елементи, що пiдсилюють в схемах однотактних П працюють в режимi класу А (лiнiйному режимi), при цьому постiйна складова струму його вихiдного кола залишаiться при пiдсиленнi сигналiв практично постiйною, що дозволяi використовувати в транзисторнних ПП схему емiтерноi стабiлiзацii.

До основних характеристик щднотактного ПП вiдносяться:

1. Потужнiсть в кориснiй нагрузцi R_kP_н=0,5I²_k1m*R₂ ,де тАУ амплiтуда першоi гармонiки струму колектора; η_mp= P_н/ P тАУ ККД вихiдного трансформатора.

2. Потужнiсть, що споживаiться вiд джерела живлення:

3. P₀=E_k*I_knI_kn- струм колектора в режимi спокою

4. ККДη= P_н/ P₀=0,5* I²_k1m *R₂ η_mp/ E_k* I_kn= * η_mp, тутη_к=0,5*I²_k1m *R₂/ E_k* I_kn тАУ ККД колекторного кола.η_mp=0,7-0,85 та зменшуiться зi зменшенням розмiрiв трансформатору (тобто його потужностi).

5. Потужнiсть, яка розсiюiться на колекторному переходi:P_к= P₀- P= E_k *I_knтАУ 0,5 I²_k1m*R₂= E_k* I_kn- 0,5 I_k1m*U_km

6. Коефiцiiнт нелiнiйних викривлень (коефiцiiнт гармонiк):

К_ri=√ I²_k2m+ I²_kзm+../ I_k1m

Граничне значення ККД однотактного ПП не превищуi 0,5(це тiльки теоретично). Дiйсно, якщо покласти I_k1m= I_kn ,амплiтуду напруги на колекторi U_mk =E_k ,а ККД трансформатора η_mp=1 ,отримуiмо:

η=0,5 I_k1m* U_mk/( E_k* I_kn)=0,5 I_kn* E_k/( E_k* I_kn)=0,5

Практично η помiтно менше, так як з-за значень нелiнiйних викривлень коефiцiiнти використання транзистора як по струму так i по напрузi не перевищують значень 0,7-0,8.

Бiльш високi значення ККД вдаiться отримати в схемах двухтактних ПП, в яких елементи, що пiдсилюють, працюють в режимi класу В (з вiдсiчкою струму рiвнiй θ^В°=180^В°/2).

Варiант схеми транзисторного трансформаторного ДПП зображен на мал.2.6.

Мал 2.6.

Режим спокою в данiй схемi задаiться пiдбором елементiв дiльника, а ланцюг емiтерноi стабiлiзацii R_ε C_ε вiдсутнiй, так як постiйна складова струму колектора залежить вiд амплiтуди пiдсилюiмих сигналiв.

В ДПП обидва прилади, що пiдсилюють повиннi бути iдентичними, а схема в цiлому-симетрична вiдносно загальноi точки, так як збудження транзисторiв вiдбуваiться в протифазi та з однаковими амплiтудами.На схемi точками позначенi одноiменнi затиски обмоток трансформаторiв Тр.1 та Тр.2, а знаками тАЬ+тАЭ та тАЬ-тАЭ-роздiл потенцiалiв на вториннiй обмотцi Тр.1(без дужок-для додатнього перiоду,в дужках-для вiдтАЩiмного).

Фiзпроцеси в схемi пояснюються графiками залежностi струмiв транзисторiв i⁽¹⁾_k та i⁽²⁾_kта струиу рiзницi в первiснiй обмотцi Тр.2.

Протягом позитивного пiвперiду вхiдного сигналу через обмотку Трю2 проходить тiльки струм i_k2 , так як транзистор VT1 буде практично закритий. При вiдтАЩiмному пiвперiодi стан транзисторiв VT1 та VT2 змiнюiться на протилежний: вiдкритий VT1, закритий VT2.

Результуючий струм в обмотцi Тр.2 рiвний рiзницi струмiв i⁽¹⁾_k та i⁽²⁾_k(мал.2.7.в) повторюi форму вхiдного сигналу(звiдсiля i назва схеми-двутактна).

Графiки мал.2.7. дають декiлька спрощене пояснення фiзпроцесiв в транзисторному ДПП, так як отримати в резисторах рiзку вiдсiчку струму колектора дуже важко.

ККД ДПП значно бiльше ККД однотактного ПП,дiйсно,вважаючи приблизно, що амплiтуда напруги мiж колекторами U_kmрiвня E_k ,а амплiтуда струму колектораI_km рiвна максимальному значенню струму колектора, яке вiн приймаi пiд час роботи, отримуiмо для потужностi в навантаженнi.

P_н=0,5I_km*U_km=0,5I_kmax*E_kη_тр ;

Для середньоi потужностi, що витрачаiться:

P_о=1/Т₀∫^ТE_k*2I_kodt, I_ko=1/Т₀∫^Т/2I_km*cos(ωt)dt= I_km/T= I_kmax/T

P_о=E_k*I_kmax2/T.

Тодi для ККД ДПП(без урахування ККД вихiдного трансформатора Тр.2), маiмо:

η_к= P_н/ P₀= E_k I_kmax/(2* E_k I_kmax 2/π)= π/4=0,78

Практично ККД не досягаi граничного значення, але помiтно бiльше ККД однотактного ПП.

Так як трансформатори вносять додатковi частотнi та нелiнiйнi викривлення, порiвняно громiздкi та не можуть бути елементами РЖМС, виникла необхiднiсть створення безтрансформаторного ДПП.

Розробленi схеми ДПП, побудованi як на транзисторах однiii провiдностi, так i на комплементарних транзисторах.

Варiант схеми безтрансформаторного ДПП на транзисторах рiзноi провiдностi зображен на мал.2.8.

P₂,VD-1,VD-2-елементи, якi забезпечують необхiдний розмiр напруги на дiлянцi Б-Е транзисторiв VT-2,VT-3 в станi спокою та температурну стабiлiзацiю iх струмiв колектора. С₂-виключаi проходження постiйних складових струму колектора VT-2,VT-3 через R_н. R₃R₄ ланцюг ВЗЗ по напрузi-для пiдтримання рiвностi напруг U_KEvt2=U_Kevt3=0.5E_k при змiнi tВ°, расброс параметрiв та iнше. В режимi споеою в схемi ДПП проходять постiйнi складовi струмiв бази та колектора пiд дiiю напруги джерела живлення Е_к. Значення цих струмiв невеликi, так як транзистори майже зачиненi малою напругою на дiлянках Б-Е, знятим з дiодiв VD-1таVD-2 в прямому включеннi.

Для простоти вважаiмо пiдсилюiмий сигнал гармонiчним. Двутактний каскад працюi наступним чином. При появi на колекторi транзистора VТ-1 напруги пiдсилюiмого сигналу, яка одночасно подаiться до баз VТ-2 та VТ-3(до бази VТ-3 безпосередньо, до бази VТ-2 малий опiр вiдкритих дiодiв VD-1,VD-2). Наприклад позитивноi полярностi n-p-n транзистор вiдчиняiться,а VТ-3 зачиняiться. Змiнна складова струму колектора VТ-2 проходить через R_n по колу: К-Б-Е

С₂ R_n К.

В другий пiвперiод напругою вiдтАЩiмнi полярностi танзистор VТ-2 зачиняiться, а VТ-3 вiдчиняiться та його змiнний струм колектора проходить по колу

К→ ┴ → Сф → R_n→С2 → К.

Тобто в данiй схемi VТ-1 та VТ-2 почергово вiдчиняються, а зачиняються на час, рiвний половинi перiода пiдсилюваiмого сигналу, а iх колекторнi струми створюють на опорi навантаження напругу, спiвпадаючу за формолю з вхiдним сигналом, але бiльшоi потужностi.

При побудовi схем ДПП на однотипних транзисторах необхiдно як i в попереднiй схемi (мал. 2.8) забезпечити почергову роботу транзисторiв тiльки протягом половини перiода пiдсилюваiмого сигналу. В режимi спокою вихiднi транзистори ПП повиннi знаходитись в однаковому станi з можливо меншим струмом колектора спокою. При цьому схма ПП будуiться итак, щоб вiдкриття одногоз транзисторiв вiдкликало закритт iншого. Цi схеми отримали назву схем з послiдолвним збудженням (управлiнням) елементiв, що пiдсилюють.

Варiант схеми ДПП на однотипних транзисторах зображений на мал.2.9.

5. Призначення елементiв схеми

R_1, VD-1 cхема змiщення рiвня, що забезпечуi режимрежим спокою транзистора VТ-2 (напруга зсуву на дiлянцi Б-Е VТ-1).

R₂ тАУ опору навантаження кола колектора VТ-1, воно ж виконуi роль опору звтАЩязку. На ньому створюiться напруга протифазна до напруги, пiдведеноi до дiлянки Б-Е VТ1. Ця напруга через маленький опiр стабiлiтрона VD-1 подаiться на базу VТ-2 та керуi його станом.

R тАУ приймаi участь в забезпеченнi потрiбного режиму спокою транзисторiв та температурну стабiлiзацiю точки спокою.

6. Робота схеми

При подачi на базу транзистора VТ-1 , наприклад, позитивного пiвперiода пiдсилюваiмого сигналу, змiнна складова струму колектора ~i_к1 , протiкаюча по колу +Ек→R₂→К-Б-Е→R_н→┴→-Ек створюi протифазне до вхiдноi напруги на R₂ . Ця напруга через малий опiр стабiлiтрона VD-1 пiдводиться до бази VТ-2 та закриваi його. Через опiр навантаження проходить змiнна складова струму колектора тiльки VТ-1.

При змiнi полярностi вхiдного сигналу iнвертована напруга з R₂ вiдчиняi транзистор VТ-2 та його змiнний струм колектора, протiкаючи по колу: ┴ → R_н →К-Б-Е (VТ-2) →-Ек, створюi на R_н синфазну з вхiдним сигналом напругу пiдсиленого сигналу. Транзистор VТ-1 пiд час вiдтАЩiмного пiвперiода вхiдного сигналу пiдзапираiться, а його струм, що проходить через R_н зменшуiться практично до нуля.

Тобто в данiй схемi транзистори VТ-1 та VТ-2 працюють почергово, тобто в два такти. Протягом позитивного пiвперiода вхiдного сигналу транзистор VТ зачинений та напруга в навантаженнi створюiться змiнним струмом колектора VТ-1. Пiд час вiдтАЩiмного пiвперiода транзистор VТ-1 пiдзапираiться, а VТ-2 вiдкриваiться та через опiр навантаження проходять назустрiч одне одному струми обох транзисторiв. Але i_к2 >>i_к1 , та тому можна вважати, що корисний ефект в навантаженнi створюiться тiльки струмом VТ-2.

Лiтература

1.Качанов Н.С. ЛРТУ М.ВИ.1974 р. Стор 369-383, 426-438

Вместе с этим смотрят:

GPS-навигация

GPS-прийомник авиационный

IP-телефония и видеосвязь

IP-телефония. Особенности цифровой офисной связи

Unix-подобные системы